Forex Trading Pengeforvaltningsstrategier

Money Management Sett to rookiehandlere foran skjermen, gi dem den beste sannsynligheten for oppsettet ditt, og i god grad må hver ta motsatt side av handelen. Mer enn sannsynlig vil begge ende opp med å tape penger. Men hvis du tar to fordeler og får dem til å handle i motsatt retning av hverandre, vil begge forhandlere ganske ofte vinne opp penger - til tross for den tilsynelatende motsigelsen til premisset. Hva er forskjellen Hva er den viktigste faktoren som skiller de erfarne handelsmennene fra amatørene Svaret er pengehåndtering. Som dieting og trening, er penger ledelse noe som de fleste handelsfolk betaler lip service til, men få praksis i det virkelige liv. Årsaken er enkel: Like å spise sunt og holde seg i form, kan pengeforvaltning virke som en belastende, ubehagelig aktivitet. Det tvinger forhandlere til å konstant overvåke sine stillinger og ta nødvendige tap, og få mennesker liker å gjøre det. Imidlertid, som figur 1 viser, er tapstaking avgjørende for langsiktig trading suksess. Beløp i egenkapital Tap av returbeløp Nødvendig å gjenopprette til opprinnelig egenkapitalverdi Figur 1 - Denne tabellen viser hvor vanskelig det er å gjenopprette fra et svekkende tap. Legg merke til at en næringsdrivende måtte tjene 100 på sin hovedstad - en prestasjon utført av mindre enn 1 av handelsmenn over hele verden - bare for å bryte selv på en konto med 50 tap. Ved 75 drawdown må handelsmannen firedoble sin konto bare for å bringe den tilbake til sin opprinnelige egenkapital - virkelig en Herculean-oppgave The Big One Selv om de fleste handelsfolk er kjent med figurene ovenfor, blir de uunngåelig ignorert. Handelsbøker er fulle av historier om handelsmenn som mister en, to, fem års fortjeneste i en enkelt handel, som er gått forferdelig feil. Vanligvis er det tapte tapet et resultat av slurvet pengestyring, uten vanskelige stopp og mange gjennomsnittlige nedturer i lengdene og gjennomsnittsoppgangene i shortsen. Fremfor alt skyldes tapet av tapet bare et tap av disiplin. De fleste handelsmenn begynner sin handels karriere, enten bevisst eller ubevisst, visualiserer The Big One - den ene handel som vil gjøre dem millioner og tillate dem å pensjonere unge og leve bekymringsløse for resten av livet. I forex blir denne fantasien ytterligere forsterket av folkloren til markedene. Hvem kan glemme tiden George Soros brøt Bank of England ved å kortslutte pundet og gikk bort med en kul 1 milliard fortjeneste i en enkelt dag Men den kalde sanne sannheten for de fleste forhandlere er at i stedet for å oppleve Big Win, de fleste handelsmenn faller offer for bare ett stort tap som kan banke dem ut av spillet for alltid. Lære tøffe leksjoner Traders kan unngå denne skjebnen ved å kontrollere risikoen gjennom stopptap. I Jack Schwagers berømte bok Market Wizards (1989) tilbyr daghandler og trendfølger Larry Hite dette praktiske råd: Aldri risikere mer enn 1 av total egenkapital på noen handel. Ved å bare risikere 1, er jeg likegyldig for enhver individuell handel. Dette er en veldig god tilnærming. En handelsmann kan gå galt 20 ganger på rad og har fortsatt 80 av egenkapitalen igjen. Virkeligheten er at svært få handelsmenn har disiplinen å utøve denne metoden konsekvent. Ikke i motsetning til et barn som lærer å ikke røre ved en kokeplate bare etter å ha blitt brent en eller to ganger, kan de fleste handelsfolk bare absorbere leksjonene i risikodisiplin gjennom den harde opplevelsen av monetært tap. Dette er den viktigste grunnen til at handelsmenn bare skal bruke spekulativ kapital når de først kommer inn i valutamarkedet. Når nybegynnere spør hvor mye penger de skal begynne å handle med, sier en erfaren handelsmann: Velg et nummer som ikke vil påvirke livet ditt dersom du skulle miste det helt. Nå deles det nummeret med fem fordi dine første forsøk på handel vil sannsynligvis ende opp med å blåse ut. Dette også er veldig salvie råd, og det er vel verdt å følge for alle som vurderer handel forex. Money Management Styles Generelt er det to måter å øve vellykket pengestyring. En handelsmann kan ta mange hyppige små stopp og prøve å høste fortjeneste fra de få store vinnende handler, eller en handelsmann kan velge å gå for mange små ekornlignende gevinster og ta sjeldne, men store stopp i håp om at de mange små fortjenestene vil oppveie få store tap. Den første metoden genererer mange mindre forekomster av psykologisk smerte, men det produserer noen få store øyeblikk av ekstase. På den annen side tilbyr den andre strategien mange mindre tilfeller av glede, men på bekostning av å oppleve noen svært ekkel psykologiske treff. Med denne wide-stop-tilnærmingen er det ikke uvanlig å miste en uke eller en måned til fortjeneste i en eller to handler. (For videre lesing, se Introduksjon til handelstyper: Swing Trades.) I stor grad er metoden du velger, avhengig av din personlighet, det er en del av oppdagelsesprosessen for hver handelsmann. En av de store fordelene med forexmarkedet er at den kan imøtekomme begge stiler likt, uten ekstra kostnad for forhandleren. Siden forex er et spredningsbasert marked, er kostnadene ved hver transaksjon den samme, uavhengig av størrelsen på en gitt forhandlerposisjon. For eksempel, i EURUSD, vil de fleste handelsfolk møte en 3 pip spredning som tilsvarer kostnaden av 3100 av 1 av den underliggende posisjonen. Denne prisen vil være ensartet, i prosent av om handelsmannen ønsker å avtale i 100-enhetspartier eller en million enheter mye av valutaen. For eksempel, hvis handelsmannen ønsket å bruke 10.000-enhetsdeler, ville spredningen utgjøre 3, men for samme handel ved bruk av bare 100-stk. Ville spredningen være bare 0,03. Kontrast det med aksjemarkedet hvor for eksempel en provisjon på 100 aksjer eller 1.000 aksjer på 20 aksjer kan fastsettes til 40, slik at den effektive kostnaden ved transaksjon 2 i tilfelle av 100 aksjer, men bare 0,2 i tilfelle av 1.000 aksjer. Denne typen variabilitet gjør det svært vanskelig for mindre handlende på aksjemarkedet å skille seg inn i posisjoner, da provisjonene er svært skjeve mot dem. Forexhandlere har imidlertid fordelen av ensartede priser og kan øve enhver form for pengehåndtering de velger uten bekymring for variable transaksjonskostnader. Fire typer stopp Når du er klar til å handle med en seriøs tilnærming til pengestyring, og den riktige mengden kapital er allokert til kontoen din, er det fire typer stopp du kan vurdere. 1. Egenkapitalstopp - Dette er det enkleste av alle stopp. Trafikken risikerer kun en forhåndsbestemt mengde av sin konto på en enkelt handel. En vanlig metrisk er å risikere 2 av kontoen på en gitt handel. På en hypotetisk 10.000 handelskonto kan en næringsdrivende risikere 200 eller 200 poeng på ett mini-lot (10.000 enheter) på EURUSD, eller bare 20 poeng på en standard 100.000-enhet mye. Aggressive handelsmenn kan vurdere å bruke 5 egenkapitalstopp, men legg merke til at dette beløpet generelt sett regnes som den øvre grensen for forsiktig pengehåndtering fordi 10 påfølgende feilhandler ville tegne kontoen med 50. En sterk kritikk av egenkapitalstoppet er at den plasserer et vilkårlig utgangssted på en forhandlerposisjon. Handelen er likvidert, ikke som et resultat av en logisk respons på markedsprisens handling, men i stedet for å tilfredsstille internkontrollens interne kontroller. 2. Kartstopp - Teknisk analyse kan generere tusenvis av mulige stopp, drevet av prisvirkningen av diagrammene eller av ulike tekniske indikatorsignaler. Teknisk orienterte handelsmenn som å kombinere disse utgangspunkene med standard egenkapital, stopper regler for å formulere diagrammer som stopper. Et klassisk eksempel på et diagramstopp er swing highlow-punktet. I figur 2 kan en forhandler med vår hypotetiske 10.000 konto ved hjelp av diagramstoppet selge en mini-masse som risikerer 150 poeng, eller om lag 1,5 av kontoen. 3. Volatilitet Stopp - En mer sofistikert versjon av diagramstoppet bruker volatilitet i stedet for prishandling for å angi risikoparametere. Tanken er at i et høyt volatilitetsmiljø, når prisene går over store områder, må næringsdrivende tilpasse seg dagens forhold og tillate posisjonen mer plass for risiko for å unngå å bli stoppet av intra-markedet støy. Det motsatte gjelder for et lavt volatilitetsmiljø, der risikoparametere må komprimeres. En enkel måte å måle volatilitet på er ved bruk av Bollinger Bands. som benytter standardavvik for å måle varians i pris. Figur 3 og 4 viser høy volatilitet og lav volatilitet stopper med Bollinger Bands. I figur 3 gjør volatilitetsstoppet også det mulig for næringsdrivende å bruke en skala inn-tilnærming for å oppnå en bedre blandet pris og et raskere pause-punkt. Vær oppmerksom på at den totale risikoeksponeringen av stillingen ikke bør overstige 2 av kontoen, derfor er det avgjørende at næringsdrivende bruker mindre partier til riktig størrelse av hans eller hennes kumulative risiko i handelen. 13 4. Margin Stopp - Dette er kanskje den mest uortodokse av alle pengehåndteringsstrategier, men det kan være en effektiv metode i forex, hvis det brukes dømmende. I motsetning til utvekslingsbaserte markeder opererer forexmarkeder 24 timer i døgnet. Derfor kan forex-forhandlere likvide sine kunderposisjoner nesten like snart de utløser et marginalanrop. Av denne grunn er forex-kunder sjelden i fare for å generere en negativ saldo på deres konto, siden datamaskiner automatisk lukker alle posisjoner. Denne pengehåndteringsstrategien krever at næringsdrivende skal dele sin kapital i 10 like deler. I vår opprinnelige 10.000 eksempel, ville handelsmannen åpne kontoen med en forex-forhandler, men bare ledning 1000 i stedet for 10.000, og forlate den andre 9000 på bankkontoen sin. De fleste forex-forhandlere tilbyr 100: 1 innflytelse, så et 1000 innskudd vil tillate handelsmannen å kontrollere en standard 100 000-enhet mye. Imidlertid vil en 1-punkts bevegelse mot forhandleren utløse en marginalanrop (siden 1000 er det minimum som forhandleren krever). Så, avhengig av forhandlerens risikotoleranse, kan han eller hun velge å handle en 50 000-enhetsposisjon, noe som gjør at han eller hun kan få plass til nesten 100 poeng (på en 50 000-del krever forhandleren 500 margin, så 1000 100-punkts tap 50 000 mye 500). Uansett hvor mye innflytelse næringsdrivende har antatt, ville denne kontrollerte analysen av hans eller hennes spekulative kapital hindre at handelsmannen blåser opp sin konto i bare en handel og vil tillate ham eller henne å ta mange svinger på en potensielt lønnsom oppsett uten å bekymre deg for å sette inn manuell stopp. For de handelsmenn som liker å trene har en haug, satse på en haugestil, kan denne tilnærmingen være ganske interessant. Konklusjon Som du kan se, er pengestyring i forex like fleksibel og så variert som markedet selv. Den eneste universelle regelen er at alle handelsmenn i dette markedet må trene noen form for det for å lykkes. For videre lesing, se Wading Into valutamarkedet. Komme i gang i Forex og en Primer på Forex Market. Forex: Money Management Matters Sett to rookiehandlere foran skjermen, gi dem den beste sannsynligheten for oppsettet ditt, og i god takt må hver ta det motsatte side av handelen. Mer enn sannsynlig vil begge ende opp med å tape penger. Men hvis du tar to fordeler og får dem til å handle i motsatt retning av hverandre, vil begge forhandlere ganske ofte vinne opp penger - til tross for den tilsynelatende motsigelsen til premisset. Hva er forskjellen Hva er den viktigste faktoren som skiller de erfarne handelsmennene fra amatørene Svaret er pengehåndtering. Som dieting og trening, er penger ledelse noe som de fleste handelsfolk betaler lip service til, men få praksis i det virkelige liv. Årsaken er enkel: Like å spise sunt og holde seg i form, kan pengeforvaltning virke som en belastende, ubehagelig aktivitet. Det tvinger forhandlere til å konstant overvåke sine stillinger og ta nødvendige tap, og få mennesker liker å gjøre det. Imidlertid, som figur 1 viser, er tapstaking avgjørende for langsiktig trading suksess. Beløp i egenkapital tapet Figur 1 - Denne tabellen viser hvor vanskelig det er å gjenopprette fra et svekkende tap. Legg merke til at en næringsdrivende måtte tjene 100 på sin hovedstad - en prestasjon utført av mindre enn 1 av handelsmenn over hele verden - bare for å bryte selv på en konto med 50 tap. Ved 75 drawdown. handelsmannen må firedoble sin konto bare for å bringe den tilbake til sin opprinnelige egenkapital - virkelig en Herculean-oppgave Den store. Selv om de fleste handelsfolk er kjent med figurene ovenfor, blir de uunngåelig ignorert. Handelsbøker er fulle av historier om handelsmenn som mister en, to, fem års fortjeneste i en enkelt handel, som er gått forferdelig feil. Vanligvis er det tapte tapet et resultat av slurvet pengestyring, uten vanskelige stopp og mange gjennomsnittlige nedturer i lengdene og gjennomsnittsoppgangene i shortsen. Fremfor alt skyldes tapet av tapet bare et tap av disiplin. De fleste handelsmenn begynner sin handels karriere, enten bevisst eller ubevisst, visualiserer The Big One - den ene handel som vil gjøre dem millioner og tillate dem å pensjonere unge og leve bekymringsløse for resten av livet. I forex. denne fantasien er ytterligere forsterket av folkloren til markedene. Hvem kan glemme tiden George Soros brøt Bank of England ved å kortslutte pundet og gikk bort med en kul 1 milliard fortjeneste i en enkelt dag Men den kalde sanne sannheten for de fleste forhandlere er at i stedet for å oppleve Big Win, de fleste handelsmenn faller offer for bare ett stort tap som kan banke dem ut av spillet for alltid. Lære tøffe leksjoner Traders kan unngå denne skjebnen ved å kontrollere risikoen gjennom stopptap. I Jack Schwagers berømte bok Market Wizards (1989) tilbyr daghandler og trendfølger Larry Hite dette praktiske råd: Aldri risikere mer enn 1 av total egenkapital på noen handel. Ved å bare risikere 1, er jeg likegyldig for enhver individuell handel. Dette er en veldig god tilnærming. En handelsmann kan gå galt 20 ganger på rad og har fortsatt 80 av egenkapitalen igjen. Virkeligheten er at svært få handelsmenn har disiplinen å utøve denne metoden konsekvent. Ikke i motsetning til et barn som lærer å ikke røre ved en kokeplate bare etter å ha blitt brent en eller to ganger, kan de fleste handelsfolk bare absorbere leksjonene i risikodisiplin gjennom den harde opplevelsen av monetært tap. Dette er den viktigste grunnen til at handelsmenn bare skal bruke spekulativ kapital når de først kommer inn i valutamarkedet. Når nybegynnere spør hvor mye penger de skal begynne å handle med, sier en erfaren handelsmann: Velg et nummer som ikke vil påvirke livet ditt dersom du skulle miste det helt. Nå deles det nummeret med fem fordi dine første forsøk på handel vil sannsynligvis ende opp med å blåse ut. Dette også er veldig salvie råd, og det er vel verdt å følge for alle som vurderer handel forex. Money Management Styles Generelt er det to måter å øve vellykket pengestyring. En handelsmann kan ta mange hyppige små stopp og prøve å høste fortjeneste fra de få store vinnende handler, eller en handelsmann kan velge å gå for mange små ekornlignende gevinster og ta sjeldne, men store stopp i håp om at de mange små fortjenestene vil oppveie få store tap. Den første metoden genererer mange mindre forekomster av psykologisk smerte, men det produserer noen få store øyeblikk av ekstase. På den annen side tilbyr den andre strategien mange mindre tilfeller av glede, men på bekostning av å oppleve noen svært ekkel psykologiske treff. Med denne wide-stop-tilnærmingen er det ikke uvanlig å miste en uke eller en måned til fortjeneste i en eller to handler. (For videre lesing, se Introduksjon til handelstyper: Swing Trades.) I stor grad er metoden du velger, avhengig av din personlighet, det er en del av oppdagelsesprosessen for hver handelsmann. En av de store fordelene med forexmarkedet er at den kan imøtekomme begge stiler likt, uten ekstra kostnad for forhandleren. Siden forex er et spredningsbasert marked, er kostnadene ved hver transaksjon den samme, uavhengig av størrelsen på en gitt forhandlerposisjon. For eksempel, i EURUSD, vil de fleste handelsfolk møte en 3 pip spredning som tilsvarer kostnaden av 3100 av 1 av den underliggende posisjonen. Denne prisen vil være ensartet, i prosent av om handelsmannen ønsker å avtale i 100-enhetspartier eller en million enheter mye av valutaen. For eksempel, hvis handelsmannen ønsket å bruke 10.000-enhetsdeler, ville spredningen utgjøre 3, men for samme handel ved bruk av bare 100-stk. Ville spredningen være bare 0,03. Kontrast det med aksjemarkedet hvor for eksempel en provisjon på 100 aksjer eller 1.000 aksjer på 20 aksjer kan fastsettes til 40, slik at den effektive kostnaden ved transaksjon 2 i tilfelle av 100 aksjer, men bare 0,2 i tilfelle av 1.000 aksjer. Denne typen variabilitet gjør det svært vanskelig for mindre handlende på aksjemarkedet å skille seg inn i posisjoner, da provisjonene er svært skjeve mot dem. Forexhandlere har imidlertid fordelen av ensartede priser og kan øve enhver form for pengehåndtering de velger uten bekymring for variable transaksjonskostnader. Fire typer stopp Når du er klar til å handle med en seriøs tilnærming til pengestyring, og den riktige mengden kapital er allokert til kontoen din, er det fire typer stopp du kan vurdere. 1. Egenkapitalstopp - Dette er det enkleste av alle stopp. Trafikken risikerer kun en forhåndsbestemt mengde av sin konto på en enkelt handel. En vanlig metrisk er å risikere 2 av kontoen på en gitt handel. På en hypotetisk 10.000 handelskonto. en forhandler kan risikere 200 eller 200 poeng på ett mini-lot (10 000 enheter) på EURUSD, eller bare 20 poeng på en standard 100 000-enhet mye. Aggressive handelsmenn kan vurdere å bruke 5 egenkapitalstopp, men legg merke til at dette beløpet generelt sett regnes som den øvre grensen for forsiktig pengehåndtering fordi 10 påfølgende feilhandler ville tegne kontoen med 50. En sterk kritikk av egenkapitalstoppet er at den plasserer et vilkårlig utgangssted på en forhandlerposisjon. Handelen er likvidert, ikke som et resultat av en logisk respons på markedsprisens handling, men i stedet for å tilfredsstille internkontrollens interne kontroller. 2. Kartstopp - Teknisk analyse kan generere tusenvis av mulige stopp, drevet av prisvirkningen av diagrammene eller av ulike tekniske indikatorsignaler. Teknisk orienterte handelsmenn som å kombinere disse utgangspunkene med standard egenkapital, stopper regler for å formulere diagrammer som stopper. Et klassisk eksempel på et diagramstopp er swing highlow-punktet. I figur 2 kan en forhandler med vår hypotetiske 10.000 konto ved hjelp av diagramstoppet selge en mini-masse som risikerer 150 poeng, eller om lag 1,5 av kontoen. 3. Volatilitet Stopp - En mer sofistikert versjon av diagramstoppet bruker volatilitet i stedet for prishandling for å angi risikoparametere. Tanken er at i et høyt volatilitetsmiljø, når prisene går over store områder, må næringsdrivende tilpasse seg dagens forhold og tillate posisjonen mer plass for risiko for å unngå å bli stoppet av intra-markedet støy. Det motsatte gjelder for et lavt volatilitetsmiljø, der risikoparametere må komprimeres. En enkel måte å måle volatilitet på er ved bruk av Bollinger Bands. som benytter standardavvik for å måle varians i pris. Figur 3 og 4 viser høy volatilitet og lav volatilitet stopper med Bollinger Bands. I figur 3 gjør volatilitetsstoppet også det mulig for næringsdrivende å bruke en skala inn-tilnærming for å oppnå en bedre blandet pris og et raskere pause-punkt. Vær oppmerksom på at den totale risikoeksponeringen av stillingen ikke bør overstige 2 av kontoen derfor er det avgjørende at næringsdrivende bruker mindre partier til riktig størrelse hans eller hennes kumulative risiko i handelen. Hvorfor oss Fra den nyeste teknologien for å beskytte dine midler, se hvorfor var den beste handelspartneren. Regulatory Authorization Admiral Markets UK Ltd er regulert av Financial Conduct Authority i Storbritannia. Kontakt oss Gi tilbakemelding, still spørsmål, ring oss på kontoret eller ring oss. Nyheter Sjekk ut de siste nyhetene om vårt selskap, arrangementer, handelsbetingelser mer. Testimonials Se tilbakemeldinger vi får fra kunder som handler Forex CFD på våre virkelige kontoer. Partnerskap Forbedre lønnsomheten med admiral Markets - din pålitelige og foretrukne handelspartner. Karriere Vi er alltid på utkikk etter å legge til nytt talent for vårt internasjonale team. Bestill kjørekvalitet Les om våre teknologier og se vår kvalitetsrapport for månedlig utførelse. Kontotyper Velg en konto som passer best for deg og begynn å handle i dag. Demo konto En demo konto lar deg oppleve risikofri Forex CFDs trading og teste dine strategier på finansmarkedet. Dokumenter Gjør deg kjent med våre forretningspraksis, dokumenter for åpning av kontoer. Innskuddsutbetalinger Se hvordan du legger inn eller trekker penger fra din handelskonto. Handelsregner Beregne din margin, fortjeneste eller tap sammenligne resultater av Forex CFD-handler før handel. MetaTrader 4 Last ned MetaTrader 4, den kraftigste og brukervennlige plattformen for Forex CFDs trading. MT4 Supreme Edition Last ned MT4 Supreme Edition - en intuitiv plattform for Forex CFD-handel. Lær mer om dette pluginet og dets innovative funksjoner. MT4 WebTrader Bruk MT4 web trading med hvilken som helst datamaskin eller nettleser (ingen nedlasting nødvendig). MetaTrader 5 Last ned MetaTrader 5, den nye og forbedrede plattformen for Forex CFDs trading. Fundamentalanalyse Økonomiske hendelser påvirker markedet på mange måter. Finn ut hvordan kommende hendelser sannsynligvis vil påvirke posisjonene dine. Teknisk analyse Diagrammer kan vise utviklingen, men analyse av indikatorer og mønstre av eksperter forutsier dem. Se hva statistikken sier. Wave Analysis Bestem sannsynlige prissoner etter bølge mønstre basert på ekstremer i handelsfolk psykologi med Elliot wave analyse Forex Calendar Dette verktøyet hjelper handelsfolk å holde rede på viktige finansielle kunngjøringer som kan påvirke økonomien og prisbevegelser. Autochartist Hjelper deg med å angi markedsrettede utgangsnivåer ved å forstå forventet volatilitet, påvirkning av økonomiske hendelser på markedet og mye mer. Traders Blog Følg vår blogg for å få de nyeste markedsoppdateringene fra profesjonelle handelsfolk. Market Heat Map Se hvem er de beste daglige movers. Bevegelse på markedet tiltrekker alltid interesse fra handelssamfunnet. Market Sentiment Disse widgets hjelper deg med å se sammenhengen mellom lange og korte stillinger holdt av andre handelsfolk. Forex CFD Webinars Still inn og se eksperter dekke handelsrelaterte emner. Lær det grunnleggende eller få ukentlig ekspert innsikt. FAQ Få svarene dine på de vanlige spørsmålene om våre tjenester og finansiell handel. Traders Ordliste Finansmarkedene har sin egen lingo. Lær betingelsene, fordi misforståelser kan koste deg penger. Forex CFD Seminarer Utvid din Forex og CFD trading kunnskap, ved å bli med i et av våre seminarer. Helt av handelsfolk. Risikostyring Risikostyring kan forhindre store tap i Forex og CFD trading. Lær best-practice risiko og handel management, for vellykkede Forex og CFD bransjer. Artikler Tutorials Fra Forex og CFD grunnleggende til avanserte handelsemner, gir disse seksjonene deg nyttig tradinginnsikt. Null til helten Start veien til forbedring i dag. Vår gratis Zero to Hero program vil navigere deg gjennom labyrinten i Forex trading. Admiral Club Tjen penger på din Forex og CFD trading med Admiral Club poeng. ForexBall Handelskonkurransen med en årlig premiepott på 541.000. Spill for moro, lær for ekte med dette handelsmesterskapet. Personlig tilbud Hvis du er villig til å handle med oss, er vi villige til å gi deg et konkurransedyktig tilbud. Topp 10 Forex Money Management Tips Enhver vellykket trading system vil per definisjon, ha en positiv forventning. Hva betyr dette? Det betyr at i det lange løp vil systemet tjene penger. Det betyr ikke at du vil vinne hver gang eller til og med mye av tiden. Vi kan ta stilling i markedet når forholdene er gunstige for å tjene penger, men ingen handel er en sikker ting. Hver handel kommer med risiko for tap. Det er derfor uunngåelig at tap vil oppstå på et tidspunkt. Fordi det er menneskelig natur å ikke lide tap, prøver mange mennesker å ignorere denne harde virkeligheten. Heres problemet med det: du kan ikke forberede deg på noe du ignorerer, så å ignorere denne virkeligheten er å garantere feil. Hvis vi forventer et system å tjene penger på sikt, må målet med spillet være å fortsette å spille. Dette er hvor pengene ledelsen kommer inn. Tilstrekkelig pengeforvaltning gjør at du kan fortsette å handle gjennom de dårlige strekkene som uunngåelig vil skje. Det er mange bøker skrevet om temaet, som involverer komplisert matematisk analyse. Men den gode nyheten er at pengene ledelsen kan være enkel. Som alltid, for å lykkes i handel trenger du en komplett handelsplan. En komplett trading plan vil fortelle deg: når du skal angi når du skal avslutte hvilket valutapar for å handle hvordan du administrerer pengene dine. Så pengestyring er viktig - men den eneste delen av det komplette bildet. Her er en liste over tips for pengenehåndtering for Forex trading. Liste over Forex Money Management Tips Disse tipsene vises i ingen bestemt rekkefølge og er alle viktige. Bla gjennom listen og se hvor godt du kan implementere dem som en del av handelsstrategien din. Tips 1: kvantifiser risikokapitalen For eksempel vil størrelsen på den samlede risikokapitalen være en faktor som bestemmer den øvre grensen for stillingsstørrelsen. Du kan vurdere det fornuftig å risikere ikke mer enn 2 av din samlede risikokapital i en handel. Tips 2: Unngå å handle for aggressivt. Handle for aggressivt er kanskje den største feilen nye handelsmenn gjør. Hvis en liten sekvens av tap ville være nok til å utrydde det meste av risikokapitalen, foreslår det at hver handel har for mye risiko. En måte å sikte på riktig risikonivå er å justere stillingsstørrelsen for å gjenspeile volatiliteten til paret du handler. Men husk at en mer flyktig valuta krever en mindre posisjon enn et mindre flyktig par. Autochartist er gitt gratis til Admiral Markets kunder og inkluderer PowerStats. PowerStats-verktøyet viser gjennomsnittlig pipbevegelser i bestemte tidsrammer, samt andre tiltak av forventet volatilitet. Tips 3: Vær realistisk En av grunnene til at nye handelsmenn er altfor aggressive, er fordi deres forventninger ikke er realistiske. De tror at aggressiv handel vil hjelpe dem med å bli rik raskt. Men de beste handelsmennene gjør jevn avkastning. Disse fortjenesteene kan bli svært store i løpet av årene, gjennom kraften i sammensetningen. Men du kan ikke få sammensatt avkastning hvis du raskt blåser opp. Realistiske mål og en konservativ tilnærming er riktig måte å begynne å handle på. Tips 4: Innrøm når du har galt Den gylne handelsregelen er å drive fortjenesten og kutte tapene dine. Det er viktig å gå fort når det er klart bevis på at du har gjort en dårlig handel. Det er en naturlig menneskelig tendens til å prøve å slå en dårlig situasjon rundt, men det er en feil i valutahandel. Du kan ikke kontrollere markedet. Å erkjenne en taper situasjon og ha ydmykhet å innrømme at du har feil, vil begrense tap før de kan vokse til en skadelig størrelse. Det er klokere å avslutte et tap enn å gamble med det. Tips 5: Forbered deg på det verste Vi kan ikke kjenne fremtiden til et marked, men vi har mange bevis på fortiden. Hva som har skjedd før, kan ikke gjentas, men det viser hva som er mulig. Det er derfor viktig å se på historien til valutaparet du handler. Prøv å få en følelse av størrelsen på ekstreme prisbevegelser, så du kan vurdere det verste fallet for en handel. Å se på avgrunnen som dette er ikke behagelig. Men det er nyttig. Tenk på hvilken handling du må ta for å beskytte deg selv i et slikt scenario. Ikke undervurder sjansene for at prisjokk forekommer. Å bli tatt ut av en ugunstig prisbevegelse er ikke uheldig - det er en naturlig del av handelen. Så, bør du ha en plan for en slik beredskap. Du trenger ikke å dykke langt inn i fortiden for å finne eksempler på prisjokk. I januar 2015 økte den sveitsiske francen omtrent 30 mot euro i løpet av minutter. Tips 6: Forutse utgangspunkter før du går inn i en stilling Tenk på hvilke nivåer du sikter på på oppsiden og hva tapet er fornuftig å tåle på ulemper. Å gjøre det vil hjelpe deg med å opprettholde din disiplin i varmen i handelen. Det vil også oppfordre deg til å tenke i form av risiko versus belønning. Tips 7: Bruk noen form for stopp Stopper hjelp til å kutte tap og er spesielt nyttig for når du ikke klarer å overvåke markedet. I det minste bør du bruke en mental stopp hvis du ikke vil bruke en faktisk ordre i markedet. Prisvarsler er også nyttige. Du kan konfigurere SMS eller e-postvarsler med MetaTrader 4 Supreme Edition. Tips 8: Gjør ikke handel med tilt På et tidspunkt kan du lide et dårlig tap eller brenne gjennom en betydelig del av risikokapitalen din. Det er en fristelse etter et stort tap for å prøve å vinne alt tilbake med neste handel. Men det er et problem. Å øke risikoen når risikokapitalen er stresset, er den verste tiden å gjøre det. redusere handelsstørrelsen din i en tapende strekkhellip eller ta en pause til du kan identifisere en høy sannsynlighetshandel. Hold alltid på en jevn køl - både følelsesmessig og i forhold til stillingsstørrelsen. Tips 9: Respekter og forstå innflytelse En av fordelene med Forex trading, er kraftige leverage-forhold. Utnyttelse gjør at du kan styre en FX-posisjon som er mye større enn hovedstaden du legger inn. Dette gir mulighet til å forstørre fortjenesten fra risikokapitalen du har tilgjengelig. Men det øker også risikoen for risiko. Med andre ord - det gir deg mulighet til å øke risikoen for å få større fortjeneste. Dette er et nyttig verktøy, men det er veldig viktig å forstå størrelsen på den samlede eksponeringen. Tips 10: tenk langsiktig Det står til grunn at suksess eller fiasko i et handelssystem, vil bli bestemt av ytelsen på lang sikt. Så vær forsiktig med å dele for stor betydning for suksessen eller svikten av din nåværende handel. Ikke bøy eller ignorere reglene i systemet ditt for å gjøre ditt nåværende handelsarbeid. Pengestyringstips for Forex trading Trading handler ikke bare om en vellykket handelsstrategi. Det handler også om å holde seg i spillet lenge nok til å la strategien lykkes. Som alle aspekter av handel, vil det som fungerer best, variere i henhold til individets preferanse. Noen handelsmenn er villige til å tolerere mer risiko enn andre. Men hvis du er en nybegynnerhandler, uansett hvem du er: Et robust tips er å starte konservativt. Hvorfor ikke se hvordan Forex Money Management tips kan fungere for deg ved å øve på en demo trading konto. Vennligst aktiver JavaScript for å se kommentarene drevet av Disqus. Risikoadvarsel: Valutakursveksling eller kontrakter for forskjeller på margen gir høy risiko, og kan ikke være egnet for alle investorer. Det er en mulighet for at du kan opprettholde et tap som er lik eller større enn hele investeringen. Derfor bør du ikke investere eller risikere penger som du ikke har råd til å tape. Du bør sørge for at du forstår alle risikoene. Før du bruker Admiral Markets UK Ltd tjenester, vennligst bekreft risikoen forbundet med handel. Innholdet på denne nettsiden må ikke tolkes som personlig rådgivning. Admiral Markets UK Ltd anbefaler deg å søke råd fra en uavhengig finansiell rådgiver. Admiral Markets UK Ltd er eid av admiral markets group AS. Admiral Markets Group AS er et holdingselskap, og dets eiendeler har en kontrollerende eierandel i Admiral Markets AS og dets datterselskaper, Admiral Markets UK Ltd og admiral Markets Pty. Alle referanser på dette nettstedet til admiral Markets refererer til Admiral Markets UK Ltd og datterselskaper av Admiral Markets Group AS. Admiral Markets (UK) Ltd. er autorisert og regulert av Financial Conduct Authority. (FCA-register nr. 595450). Admiral Markets (UK) Ltd. er registrert i England og Wales under Companies House. Registrert nummer 08171762. Bedriftsadresse: 16 St. Clare Street, London EC3N 1LQ, UK.

Dsp Bevegelig Gjennomsnitt Filter Utforming

Laget av Olli Niemitalo på 2003-01-21, sist endret 2012-08-04 I 1998 hadde jeg litt ekstra tid mens andre skulle lese for slutteksamen på senior high school, og kom inn i digital signalbehandling. Jeg skrev som jeg lærte, og her er resultatet. Det er ikke helt nøyaktig på steder, men kan fungere som en fin opplæring i verden av lyd DSP. Tidligere ble dette dokumentet kalt Yehars digitale lydbehandlingsopplæring for braindead, men jeg har ganske vokst ut av scenens identitet gjennom årene. Nyt ASCII-kunst Dette er skrevet for lyd-digitale signalbehandlingsentusiaster (som tittelen antyder) og andre som trenger praktisk informasjon om emnet. Hvis du ikke har dette som en lineær leseropplevelse og støter på vanskeligheter, sjekk om det er noe for å hjelpe deg i de forrige kapitlene. I filterfrekvensresponsplottene benyttes lineære frekvens - og størrelsesskalaer. Sideendringer er laget for 60 linjerside-skrivere. Kapittel Shuffling IIR ligninger er skrevet av storebror Kalle. Og takk til Timo Tossavainen for å dele sin DSP-kunnskap. Kopier og bruk denne teksten fritt. av Olli Niemitalo, oiki. fi Merk at prøven kan bety (1) en samplet lyd eller (2) et prøvepunkt Samplede lyddata er en haug med prøver, amplitudeverdier tatt fra den faktiske lydbølgen. Samplingsfrekvens er frekvensen av bildene. For eksempel, hvis frekvensen er 44100, er 44100 prøver tatt på ett sekund. Heres et eksempel på prøvetaking: Den opprinnelige lyden er kurven, og 0 er de samplede punktene. Den horisontale rette linjen er nullnivået. En samplet lyd kan bare representere frekvenser opp til halvparten av sampleratet. Dette kalles Nyquist-frekvensen. Et enkelt bevis: Du må ha lagret minst to prøvepoeng per bølge, bunnen og bunnen av bølgen for å kunne rekonstruere den senere: Hvis du prøver å inkludere over Nyquist-frekvenser i samplet lyd, får du alt du får er ekstra forvrengning da de ser ut som lavere frekvenser. En lyd består av frekvenskomponenter. De ser alle akkurat som sinusbølger, men de har forskjellige frekvenser, faser og amplituder. La oss se på en enkelt frekvens: Nå tar vi samme frekvens fra en annen lyd og legger merke til at den har samme amplitude, men motsatt (rotert 180 grader) fase. Det er enkelt å slå sammen to signaler ved å legge dem sammen. Hvis vi gjør det samme med disse to sinusbølgene, blir resultatet: Det blir stille. Hvis vi tenker på andre tilfeller, hvor faseforskjellen er mindre enn 180 grader, får vi sinusbølger som alle har forskjellige amplituder og faser, men samme frekvens. Heres måten å beregne fasen og amplitude av den resulterende sinusveien. Konverter amplitude og fase inn i et komplekst tall, hvor vinkel er fasen, og absolutt verdi amplitude. Hvis du gjør dette til begge sine waves, kan du legge dem sammen som komplekse tall. Som du ser, er fasen av den nye sinusbølgen 45 grader og amplitude sqrt (1212) sqrt (2) om 1,4. Det er veldig viktig at du forstår dette, fordi det i mange tilfeller er mer praktisk å presentere amplituden og Fasen av en frekvens som et komplekst tall. Når du legger til to samplede lyder sammen, kan du faktisk tørke ut noen frekvenser, de som hadde motsatte faser og like amplituder. Gjennomsnittlig amplitude for den resulterende lyden er (for uavhengige originaler) sqrt (a2b2) hvor a og b er amplituder av de opprinnelige signalene. Hovedbruken av et filter er å skalere amplituder av frekvenskomponentene i en lyd. For eksempel demper et lavpassfilter alle frekvenskomponenter over cutofffrekvensen, med andre ord multipliserer amplitudene med 0. Den lar gjennom alle frekvensene under cutofffrekvensen unattuated. Hvis du undersøker oppførelsen til et lavpassfilter ved å kjøre forskjellige sinusbølger av forskjellige frekvenser gjennom det, og måle forsterkelsene, får du frekvensfrekvensresponsen. Heres et plott av størrelsesfrekvensresponskurven til et lavpassfilter: Frekvensen er på aksen og forsterkningen på aksen. Som du ser, er amplifikasjonen (skalering) av frekvensene under cutoff frekvensen 1. Så, deres amplituder påvirkes ikke på noen måte. Men amplitudene av frekvenser over cutofffrekvensen blir multiplisert med null slik at de forsvinner. Filtre legger aldri til noen nye frekvenskomponenter til lyden. De kan bare skalere amplitudene av allerede eksisterende frekvenser. For eksempel, hvis du har en helt stille prøve, kan du ikke få noe lyd ut av det ved å filtrere. Også, hvis du har en sinusbølgeprøve og filtrer den, vil resultatet fortsatt være den samme sinusbølge, bare kanskje med forskjellig amplitude og fase - ingen andre frekvenser kan vises. Profesjonelle blir aldri lei av å minne oss om hvor viktig det er å ikke glemme fasen. Frekvenskomponentene i en lyd har sine amplituder og. faser. Hvis vi tar en sinusbølge og en cosinabølge, ser vi at de ser like ut, men de har en fasedifferanse på pi2, en fjerdedel av en full syklus. Også, når du spiller dem, høres de likt. Men prøv å bære et hodesett og spill sinusbølgen på venstre kanal og cosinobølgen på høyre kanal. Nå hører du forskjellen Fase selv inneholder ikke viktig informasjon for oss slik at den ikke høres, men faseforskjellen, med en frekvens, mellom de to ørene kan brukes til å estimere plasseringen av lydens opprinnelse slik at den høres. Filtre har en frekvensfrekvensrespons, men de har også en fasefrekvensrespons. Heres en eksempelkurve som kan være fra et lavpassfilter: Hvis du filtrerer en lyd, legges verdiene fra fasefrekvensresponsen til faser av frekvensene til den opprinnelige lyden. Linjær (rett linje) fase er det samme som en vanlig forsinkelse, selv om det kan se vilt ut i plottet hvis det går rundt flere ganger. Hvis ditt lavpassfilter, for eksempel, ikke har en lineær fasefrekvensrespons, kan du ikke konvertere den til et høypassfilter ved ganske enkelt å trekke ut produksjonen fra originalen med samme forsinkelse. Kompleks matte med filtre Svaret på et filter for en enkelt frekvens kan uttrykkes som et komplekst tall, hvor vinkelen er fasens respons på filteret og den absolutte verdien størrelsesresponsen. Når du bruker filteret til en lyd, gjør du faktisk en komplisert multiplisering av alle frekvenskomponentene i lyden med de tilsvarende filterresponsverdiene. (Les kapitlet Legge til to sinusboller sammen hvis du finner dette vanskelig å forstå.) Eksempel: Filterets respons er (0,1) ved 1000Hz. Du filtrerer en sinusbølge, med fase amp amplitud informasjon presenteres som det komplekse tallet (0,1), med samme frekvens med den: Fasen av sinusbølgen ble rotert 90 grader. Ingen endring i amplitude. Kombinere filtre Den kombinerte responsen til disse to filtrene satt i serie er svaret til A multiplisert med responsen til B (komplekse tall som alltid). Hvis du bare trenger å vite størrelsesresponsen, kan du også multiplisere de absolutte verdiene. I figuren får begge filene sine innganger fra samme kilde. Deres utganger blir deretter lagt sammen igjen, og danner den endelige utgangen. Nå må du bruke tillegg i å løse den kombinerte responsen. FIR-filteret er mer greit og lettere å forstå. Endelig impulsrespons betyr at når filterinngangen har vært null i en viss tid, blir filterutgangen også null. Et uendelig impulsresponsfilter setter seg aldri helt ned etter at du slår av inngangen, men det blir tydeligere og roligere selv om. Et grunnleggende FIR-filter kan være: hvor inngang betyr prøveverdiene som tilføres filteret. I dette tilfellet ville folk snakke om et 3-trykks filter. Det er opp til koeffisientene (a0, a1, a2) hva dette filteret vil gjøre for lyden. Å velge koeffisientverdiene er den vanskeligste delen, og det går vel til det senere. For å designe dine egne filtre må du forstå noe av matematikken bak og kjenne de riktige metodene. I det ovennevnte filtereksemplet brukes bare forbi inngangsverdier. I realtime-filtre er dette et krav, fordi du ikke vet fremtidige innganger. I utvalgsredaktører og slikt har du ikke denne begrensningen, fordi du har hele inngangsdata klar når du begynner. Hvis filteret ditt er: og du trenger en realtidsversjon av det, konverterer du bare den til: Den eneste forskjellen er den ene prøveforsinkelsen i realtime-filteret. I motsetning til FIR-filtre, bruker IIR-filtre også sine tidligere utdataverdier for å skape sin nåværende utgang. Heres et enkelt eksempel: Dette kan kalles 3 inngang, 3 utgangssporfilter. IIR-filtre kan aldri bruke fremtidige verdier, fordi slike ikke eksisterer. Det kan være flere måter å implementere det samme IIR-filteret på. Noen kan være raskere enn den vanlige input-output-and-coefficients-måten. Uansett kan hvert IIR-filter skrives i dette skjemaet, og det må brukes i filterdesign og undersøkelse av beregninger. En impulsrespons (hva filteret vil gjøre med en en prøvepunktimpuls) av et IIR-filter ser ofte mer eller mindre ut som dette i samplingsdataene: Noen dårlig utformede IIR-filtre er ustabile. Dette resulterer i å bli høyere og høyere i stedet for roligere og roligere. Et enkelt eksempel på dette er: output (t) input (t) 2output (t-1). Så snart det blir data, blir det galt. De ovenfor beskrevne filtertyper behandler data prøven med prøve. Ikke så, hvis du implementerer filteret ditt ved hjelp av FFT, Fast Fourier Transformation. FFT opererer vanligvis på biter av lengde 2n. Først bør du ha ditt planlagte filterimpulsrespons klar. Deretter konverterer du den ved hjelp av FFT til spektral informasjon - komplekse tall som representerer faser og amplituder av frekvenskomponentene. Disse komponentene kalles hyller, fordi deres frekvenser er faste og jevnt fordelt, og hvis de opprinnelige dataene inneholder noen mellomfrekvenser, vil mesteparten av energien av en slik frekvens bli fordelt blant de nærliggende hyllene. Nå, du FFT også prøvedataene du vil filtrere, og multiplisere de resulterende frekvensboksene med de fra filteret. Deretter brukes IFFT (Inverse FFT) til å konvertere informasjonen til en del av filtrerte prøvedata. Så resulterte multiplikasjon av de to frekvensdomenedataene i konvolusjon av de to tidsdomenedataene. Men det er en fangst: FFT opererer med periodiske signaler, det vil si hvis du har et filterimpulsrespons så lenge FFT-klumpen er, vil alle ikke-null-prøvedata i midten av FFT-plassen resultere i at konvolusjonen svekker halen av filteret rundt FFT-grensen. For å unngå dette problemet kan du bruke FFT dobbelt så lenge filterimpulsresponsen, og når FFT på prøvedataene fylles, fyller du bare FFT-inngangsbufferen halvveis og stiller resten av inngangen til null. For lengre innganger, ville du behandle dataene i biter slik og deretter legge til de resulterende filtrerte biter sammen. Dette kalles overlap-add-metoden. Et annet alternativ er overlapping-lagre (se opp hvis du vil). FFT kan også brukes til å analysere frekvensinnholdet i prøvedata, uansett grunn. Hvis du bare tar en del av prøvedata, har den skarpe kanter, noe som er dårlig for FFT. Windowing funksjoner brukes til å glatte disse kantene. Raised cosine, cos (x pi2) 2, er en mulig windowing-funksjon. Her ser du hva som skjer når du bruker den vinduesfunksjonen til en del av prøvedataene: Noen ganger (resampling, presis definert forsinkelse) må du få samplevalues ​​mellom de kjente prøvepoengene. Det er da du trenger interpolering. Hvis du ikke interpolerer, og bare kaster bort fraksjonen av prøvenavviket, får du mye høyfrekvent forvrengning: I eksemplet prøver de opprinnelige prøvepunktene å representere en sinusbølge. Jo nærmere den interpolerte kurven er til en sinusbølge, desto bedre er interpolasjonsalgoritmen. Den enkleste interpoleringsmetoden er lineær interpolering. Rette linjer trekkes mellom to tilstøtende prøvepunkter: Fortsatt ser ganske edgy til å være en sinusbølge. Imidlertid er forbedringen til uinterpolert betydelig. Det er også en ulempe - frekvensene like under Nyquist-frekvensen blir dempet, enda mer enn uten interpolering. Heres formelen for lineær interpolering: ny gammel (int) (gammel (int1) - old (int)) frakt, hvor int betyr heltalldelen av prøveforskjellen og frakt fraksjonen. Neste trinn kan være Hermitkurve, noe som gir bedre kvalitet enn lineær interpolering: Med lineær interpolering trengte du å kjenne 2 prøvepoeng til tiden for å kunne tegne linjen. Med Hermitekurven er tallet 4. Interpolasjonskurven går gjennom de to midtpunktene, og punktene 1 og 4 brukes til å forme kurven. Formelen er en kubikk: Og denne her er hvor a, b, c, d ble løst fra: En perfekt interpolering eksisterer også. Ved å erstatte alle prøvepunkter med riktig skalerte sinckurver, synd (pi x) (pi x), og ved å legge dem sammen, får du nøyaktig, perfekt interpolering. Her er en av prøvepoengene erstattet med en skalert sinc-kurve: Sinkkurven er uendelig lang, så du må bruke alle prøvepoengene i beregning av en interpolert verdi. En praktisk løsning ville være å begrense antall prøver for å si 1000. Det vil fortsatt være for sakte for en realtime applikasjon, men det gir stor nøyaktighet. Hvis du insisterer på å bruke sinc i en realtime interpoleringsalgoritme, kan du prøve å bruke en vindusfunksjon og et lavt antall (minst 6) av sinc-kurver. Nedsampling Hvis du vil nedprøve (redusere sampleratet), må du først filtrere bort de ovennevnte Nyquist-frekvensene, eller de vil opptre som forvrengning i nedsamplet prøven. I prosessen med filterdesign, må du ofte gjøre kompromisser. For å ha skarpe kanter eller bratte bakker i størrelsesresponsen, trenger du et stort, og derfor sakte filter. Med andre ord, filtre med lavt antall kraner har nesten alltid svakt hellende responser. I tilfelle av IIR-filtre betyr skarpe kanter i størrelsesorden ofte en stygg (meget ikke-lineær) fasefrekvensrespons, og nær-lineær fase-respons en svakt skrå størrelse respons. Med FIR-filtre kan et forsøk på å skape svært skarpe kanter føre til vinkling i størrelsesordenene i nærliggende frekvenser. IIR-filtre er flotte for en realtime rutine, fordi de er raske, deres egenskaper (for eksempel cutoff frekvens) kan raskt endres midt i action, og de høres ut som ekte analoge filtre. ) Den ikke-lineære faseresponsen av IIR-filtre betyr vanligvis ikke noe. FIR-filtre kan brukes der kvaliteten og den lineære fasen er viktig, for eksempel i en sample editor. Folk som filtrerer andre signaler enn lyd, ønsker ofte lineærfrekvensrespons. Med stereosignal er det viktig å ha identiske fasendringer på venstre og høyre kanal. Noen filtre og deres stiliserte frekvensfrekvensrespons: Hvis du har et symbolsk beregningsprogram, anbefaler jeg deg sterkt å bruke det i de mekaniske beregningene, for bare å gjøre livet enklere. Derivat er et gammelt DOS-program, men fortsatt veldig nyttig. Hvit støy Hvit støy betyr den typen støy som har flatt spektrum. Du kan enkelt lage det ved å bruke tilfeldige tall som eksempelverdier. Hvis du vil vite størrelsesfrekvensresponsen til et filter, bruk det på en lang prøve av hvit støy og kjør deretter en spektrumanalyse på utgangen. Det du ser er størrelsesfrekvensresponsen til filteret. En annen måte er å sende en en-prøveimpuls, som opprinnelig har et flatt spektrum. En impuls ser slik ut i samplingsdataene: 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0 - hvor impulsen er 1 i midten. Fra de to er impulssaken raskere, men bruk av hvit støy kan gi renere utseende, fordi feilene blir mindre synlige. For mye av samme grunner, når du ser på videoer, vil et stillbilde se mer snø enn det kjører bildet. Å ta en spektrumanalyse på en lang prøve gjøres vanligvis ved å dele den til mindre stykker, analysere dem separat og deretter ta gjennomsnittet av alle analysene. Mitt personlige valg her ville være programmet Cool Edit 96, som er for Windows. Pole-null-metoden er den enkleste måten å designe raske og enkle IIR-filtre. Når du har lært det, kan du selv designe filtre. Heres det komplekse Z-planet, det som brukes i pole-zero-metoden: Tenk på frekvensene som skal vikles rundt enhetens sirkel. Ved vinkel 0 har vi 0Hz, på pi2 har vi samplerate4, på pi har vi samplerate2, Nyquist-frekvensen. Du bør ikke bry deg om høyere frekvenser, siden de aldri kommer til å vises i signalet, men uansett, ved 2pi (full syklus) har vi samplingsfrekvensen. Så hvis du brukte prøvefrekvens 44100 Hz, ville 0 Hz være på (1,0), 11025 Hz ved (0,1) og 22050 Hz ved (-1,0). Hva er poler og nuller da De er søte, små ting du kan plassere på Z-planet, slik: Det er noen regler du må huske. Poler må alltid være innenfor enhetens sirkel, aldri utenfor eller på den. Zeros kan settes hvor som helst. Du kan bruke et hvilket som helst antall poler og nuller, men de må alle ha konjugerte par, hvis de ikke er plassert på aksen. Konjugatpar betyr at hvis du for eksempel legger et null til (0.6, 0.3), må du sette en annen null til konjugatkoordinatet, (0,6, -0,3). Og det samme med poler. Men hei Hva gjør poler og nuller DO-poler forsterker frekvenser, nuller demper. Jo nærmere en pol er til en frekvens (på enhetens sirkel, husk), jo mer blir det forsterket. Jo nærmere et null er til en frekvens, jo mer blir det dempet. En null på enhetens sirkel demper fullstendig frekvensen den sitter på. Nå kan det være riktig å prøve dette ut selv. Det er gratis filterdesign programmer rundt som lar deg spille med poler og nuller. En kandidat kan være: QEDesign 1000 demo for Windows. Dens et sted på Internett, finner du det. Utforming av et bandpassfilter Det enkleste filteret som er designet ved hjelp av polen-null, er følgende båndpasfilter: Polene forsterker frekvenser, slik at du kan trekke konklusjonen om at den mest forsterkede frekvensen er den i samme vinkel som polen. Og du er nesten rett Det eneste problemet kommer fra konjugatpolen, som også gir sin egen forsterkning. Effekten er sterkest i vinkler nær 0 og pi, hvor avstanden mellom de to polene er den minste. Men ikke la dette forvirre deg, vel kom tilbake til det senere. Så bestemmer vinkelen på polen passbåndsfrekvensen. Hva er effekten av den absolutte verdien (radius) så som sagt, poler forsterker frekvenser, og forsterkningen er sterkere når polen er nærmere en frekvens. I båndpasfilteret øker støyens radiusrespons til å bli brattere og passbåndet smalere, slik du ser her: Posisjoner av poler: Tilsvarende størrelsesfrekvensresponsplott (normalisert): Lar kalle radius r fra nå av. (Noen av dere kan kanskje huske brevet q fra analoge, resonansfiltre. Dette er omtrent det samme.) I dette tilfellet har vi begrensningen: 0 r lt 1, siden polene må være innenfor enhetens sirkel. Så skiftende r endrer steilhet, resonans. Denne resonansen - det er ikke en magisk ting, bare en frekvens forsterkes mer enn andre. Fra poler og nuller til filterkoeffisienter Det er en overføringsfunksjon: hvor z er frekvens, i den (komplekse) innpakket-rundt-enhet-sirkelkoordinatformen. H (z) gir responsen (kompleks) av filteret ved frekvensen z. P1, P2, P3 og så videre er posisjoner av poler og z1, z2, z3 og så videre posisjoner av nuller. A0 er den første inngangskoeffisienten til filteret. Heres IIR-filterformelen igjen, hvis du har glemt: Vårt bandpassfilter har bare en pol, og konjugatparet, slik at vi kan forenkle overføringsfunksjonen: og erstatt p1 og p2 med koordinatene til konjugatpolene: La oss gi divisor en nærmere titt. Si: Kraften til z her er faktisk indekser til filterets utgang: Så vi vet hvordan du skal beregne utgangssidekoeffisientene fra poleposisjonen: OK Vi kan si at passbåndsfrekvensen er ved Z-planet ved posisjon ph: The polen er i samme vinkel som frekvensen på enhetssirkelen, men har radius r. Derfor: Nå som vi vet hvordan poleposisjonen avhenger av frekvensen, kan vi omskrive utgangssidekoeffisientene: Men vi må ikke glemme utbyttet (av overføringsfunksjonen), hvor krefter av z er indekser til filterets inngang : Dette må legges til det vi allerede har løst fra utgangssiden: Neste må vi bestemme hva vi skal legge til a0. Dette kalles normalisering. Formålet med a0 er bare å skalere filterets utgang. I vårt bandpassfilter vil vi at forsterkningen ved passbåndsfrekvensen skal være 1. Så vi kan skrive ligningen: Der er det Nå er filteret klart: Forbedre det enkle bandpassfilteret Vi kunne kompensere effekten av konjugatpolen ved å legge til en null på aksen, mellom polene. For eksempel, hvis vi hadde poler på koordinater (0,6, 0,5) og (0,6, -0,5), satte wed et null på (0.6, 0): Overføringsfunksjonen for dette er: Utgangssidekoeffisientene er nøyaktig det samme som før . Input side koeffisienter kan løses slik: Hvis du vil bruke dette filteret, bør du selv kunne gjøre normaliseringen. Jeg vil ikke gjøre det her. Visdomsord Det er enkelt å gjøre et filter mer effektivt: Dobbel alle poler og nuller. Frekvensresponsen til det nye filteret er kvadratet av det gamle. Det er bedre måter, men dette er det enkleste. Hvis du legger null på en pol, nøytraliserer du begge. En pol utenfor enhetens sirkel forårsaker at filteret blir ustabilt. En pol på enhetens sirkel kan slå filteret i en oscillator. Stort antall poler og nuller betyr stort antall kraner. Nuller påvirker inngangskoeffisientene, polerutgangene. Poler og nuller må ha konjugerte par, fordi ellers får du komplekse filterkoeffisienter og følgelig komplekse utgangssignaler. Med lave r-verdier er den mest forsterkede frekvensen ikke alltid i samme vinkel med polen på grunn av konjugatpolens effekt. Prøv å differensiere størrelsesresponsen hvis du vil ha presis presisjon. Et IIR-filter uten poler er et FIR-filter. 0 r lt 1 gjelder alltid. Bandpass med r Les kapittel IIR filterdesign ved hjelp av pole-zero-metoden. Hakk med r Jo høyere r, jo smalere stoppbåndet. Lowpass med r Dette kan gjøres på flere måter: Jo høyere r, jo sterkere resonasjonen. Resonant lowpass filter er sikkert den mest brukte filtertypen i syntetisatorer. Allpass med r Highpass med r Impuls, sinc Hvis du leser om sinc-interpolering i kapitlet Interpolering av samplet lyd, vet du at du kan erstatte en enkelt sample peak (impuls) i sampledata med en riktig strukket sinc-funksjon. Korrekt strekt betyr forstørrelser (t). Når du kjører en spektrumanalyse på en impuls, får du et flatt spektrum med øvre grense ved samplerate2, Nyquist-frekvensen. Fordi impulssink, er dette også frekvensen av sinc: Du kan trekke konklusjonen om at du får sinc-funksjonen hvis du sammen summerer alle frekvensene fra 0 til SR2, og deler summen med antall frekvenser for å oppfylle ligningen sinc (0) 1. Og du har rett. Fra spektrumanalysen vet du at alle frekvensene summert sammen har like amplituder. Men hva er deres fase i sentrum av impuls Sinc-funksjonen er symmetrisk rundt x0, så er cosinus - så sinc må være laget av cosinus. Hvis du tester dette med ca 100 cosines, får du en ganske nær tilnærming av sinc. Summen av alle frekvenser fra 0 til 1 (sammenlignet med SR2), delt med deres tall, kan skrives som: (Her betyr oendelig) Som gjort ovenfor, må x erstattes med pi t fordi syklusens lengde er 2 pi, som må strekkes til 2 (som er bølgelengden til Nyquist-frekvensen i sampledata). Faseforskyvning Hva om vi erstattet cosinusene med sines? Vi kan prøve det. Det er en universell formel (som, btw, jeg oppfant meg selv) som vi kan bruke: Nå, hvis vi erstatter alle impulser i lyden med denne nye funksjonen, utfører vi faktisk en -90 graders faseskift Dette kan gjøres ved å lage et FIR-filter, hvor koeffisientene er tatt fra denne nye funksjonen: (1-cos (pi t)) (pi t), men i omvendt rekkefølge, ved å erstatte t med - t , så blir det: (cos (pi t) -1) (pi t). Heres et eksempel som forklarer hvorfor det er nødvendig å bruke - t istedenfor t: Si at du vil erstatte alle impulser i signalet med sekvensen 1,2,3. Hvis inngangssignalet er 0,1,0, sier sunn fornuft at den skal bli 1,2,3. Hvis du bare bruker 1,2,3 som filterkoeffisienter i den rekkefølgen, blir det filtrerte signalet: Det er ikke det du ba om. Men hvis du bruker koeffisientene 3,2,1, får du det riktige resultatet, Ok, tilbake til -90 graders faseskiftfilter. Når du velger filterkoeffisientene fra (cos (pi t) -1) (pi t), får du uheldigvis en divisjon med null. Unngå dette ved å beregne grensen t-gt0, på papir eller med en matematisk proggy. Hvis du bruker hjernen din litt, merker du at den er 0, fordi filterformelen er summen av siner og synd (0) 0, så ved t0 er det summen av nuller. Som sinc, har vår nye funksjon ingen slutt, så et kompromiss må gjøres i antall kraner. Dette forårsaker bølger i størrelsesresponsen og demping av de aller laveste og høyeste frekvensene. Ved å bruke en vindusfunksjon til koeffisientene, kan du kvitte seg med bølgene, men jeg vet ikke noe som vil hjelpe til med demping, bortsett fra flere kraner. Windowing-funksjonene som brukes med FFT-arbeid, fungerer også her. Senteret av vindusfunksjonen må være ved t0, og den må strekkes slik at kantene ligger på den første og den siste trykk. Du kan også få en faseskift av en hvilken som helst vinkel a: Merk at reversering t allerede er gjort her, så vi kan ta koeffisientene direkte fra denne formelen. Grensen t-gt0 er naturlig cos (a), fordi alle cosinusene som ble lagt sammen hadde fase a ved x0. Hvis du ikke har forstått det, er hovedideen i FIR-filtrering å lage en funksjon som inneholder frekvensene du vil passere filtreringen. Amplitudene av frekvensene i funksjonen definerer direkte størrelsesfrekvensresponsen til filteret. Fasene av frekvensene definerer fasesponsen. Omvendt koeffisientene er bare nødvendig med faseskiftende filtre, fordi filtre som ikke innfører en faseforskyvning av noe slag, er symmetriske rundt t0. Definere frekvensområdet inkludert Hvis du bruker sinc som filterkoeffisientformel, gjør du faktisk ingen filtrering, fordi alle frekvensene fra 0 til Nyquist er like presentert i sinc. Her får du se hvordan du kan velge hvilke frekvenser som vil være til stede i filterkoeffisientformelen. Husk hvor vi opprinnelig fikk sinc fra: I integralet representerer den øvre grensen (1x) faktisk den høyeste frekvensen inkludert (1), og den nedre grensen (0x) den laveste (0). Så hvis du vil ha en formel for et bandpassfilter, kan du skrive: hvor topp og bunn er cutoff-frekvensene på en slik måte at 1 betyr Nyquist-frekvensen, og 0 betyr 0Hz. Sett bare det der du ønsker, beregne, og erstatt x med (pi t). Theres din filterkoeffisjonsformel klar For eksempel, hvis du vil lage et halvbånds lavpasfilter (som naturligvis har cutofffrekvens på samplerate4, samme som Nyquist-frekvens 2): For å lage multi-båndfiltre kan du kombinere flere båndpassfilterformler ved å legge til dem sammen. Eksempel på equalizer Hvis du vil lage en equalizer (et filter som lar deg definere størrelsene for bestemte frekvenser), sammenfatter du sannsynligvis mange båndpassfilterformler, skalert av størrelsene du vil ha for frekvenssegmentene. Dette gir deg en størrelsesrespons som ser veldig ut som om den var laget av murstein: Kanskje du vil at den skal se mer ut som dette i stedet: Det er tre måter. Den første måten er å bruke mindre murstein, noe som betyr at du deler frekvensen i smalere enn tidligere segmenter og bruker interpolering for å få størrelsesverdiene for de nye smale bandpassfiltrene du kombinerer. Den andre måten er å definere et polynomial (som ax3bx2cxd) som har de ønskede egenskapene (og hvor x1 representerer freqSR2), og å gjøre størrelsesresponsen til filteret ditt for å følge det. Dette er mulig. Den tredje måten er å legge sammen flere bandpass rampefilter. I størrelsesresponsen ser denne løsningen ut som rette linjer trukket mellom de tilstøtende definerte frekvensene. Dette er også mulig, og etter min mening den beste løsningen. Polynomial formet størrelsesfrekvensrespons I sinc har alle cosinobølger som er lagt sammen, like store amplituder som du ser her - alle frekvensene behandles likt: Du kan endre dette ved å sette en funksjon g () som definerer amplitudene til cosinobølgene av forskjellige frekvenser: Hvis funksjonen g (x) er form-aksb, går beregningene slik: For et enkelt eksempel, hvis vi vil at størrelsesfrekvensresponsen skal være en rett linje, starter fra 0 ved 0Hz og slutter ved 1 på SR2, definerer vi g (x) x: Og beregningene for filterkoeffisientens formel for dette: I andre tilfeller, for å få formelen for en fullpolynom, gjør beregningene for hver av sine termer (aksb) separat og summer resultatene. Bandpass magnitude-ramp Heres et eksempel på størrelsesfrekvensresponsen til et rampefilter: For å lage en bandpass rampe må du først definere polynomialet g (x) som beskriver hvordan størrelsen oppfører seg innenfor bandpassgrensene. Størrelsen er lineær innenfor grensene, slik at polynomet g (x) må dannes cxd. C og d kan løses fra ligningene: hvor x1 er den laveste frekvensgrensen, og x2 er høyere. Y1 og y2 er størrelsene av grensefrekvensene. Husk at her x1 er lik frekvensSR2. OK, her er c og d løst: G (x) cxd er et polynom, og du vet allerede hvordan du får størrelsesfrekvensresponsen til å ha samme form (Sekvenspolynomformet størrelsesfrekvensrespons) som et polynom. Du vet også allerede hvordan du kun inkluderer begrenset frekvensområde (Seksjon Definere frekvensområde inkludert) i koeffisientformelen. Kombiner denne kunnskapen, og du kan skrive koeffisientformelen for rampebåndspassfilteret: Et notat om implementering av equalizer. Hvis equalizeren skal justeres i sanntid, kan det beregnes at hele utjevningsfilterformelen med alle trigonometriske funksjoner kan vise seg for tung. Det kan være bedre å forhåndskalkulere koeffisienter for flere overlappende filtre, for eksempel disse for en trekanalutjevner: Ved beregning av koeffisientene for hele equalizer, velg bare de korresponderende koeffisientene fra disse, skala i henhold til utjevningsregulatorene og summen. Hvis du tar FIR-filterkoeffisientene direkte fra filterformelen, får du en svært bølgete størrelsesrespons. Årsaken er enkel: Antall koeffisienter er begrenset, men filterformelen er ikke, den fortsetter å ha ikke-nullverdier utenfor området du bruker for koeffisientene. En vindusfunksjon hjelper. Not using a windowing function is the same thing as using a rectangular ( flat inside its limits) windowing function. Using a windowing function means that you multiply the values taken from your infinitely long filter formula by the corresponding values taken from your finitely long windowing function, and use the results as filter coefficients. Here are some windowing functions, and the produced magnitude responses of a FIR lowpass filter with a low number of taps, illustrated: As you see, the steeper the cutoff, the more waves you get. Also, if wed look at the magnitude responses in dB scale, wed notice that from the three, cos4 gives the best stopband ( the frequency range that should have 0 magnitude) attenuation. Mathematically, multiplication in the time domain is convolution in the frequency domain, and windowing is exactly that. (Also, multiplication in the frequency domain is convolution in the time domain.) I hope i didnt slam too many new words to your face. Time domain means the familiar time-amplitude world, where we do all the FIR and IIR filtering. The frequency domain means the frequency-amplitudeampphase world that you get into through Fourier transformation. And convolution In the time domain, FIR filtering is convolution of the input signal with the filter coefficients. Say you convolute 0,1,0,0,2,0,1,0 with 1,2,3 (where 2 is at the center): Youll get 1,2,3,2,4,7,2,3. If you understand this example, you surely understand convolution too. Ideally (impossible), there would be no windowing, just the constant value 1 infinitely in time. And a steady constant value in the time domain is same as 0Hz in the frequency domain, and if you (in the frequency domain) convolute with 0Hz, it is the same as no convolution. Convolution in the frequency domain equals to multiplication in the time domain, and convolution in the time domain equals to multiplication in the frequency domain. Sounds simple, eh But note that in this frequency domain, there are positive AND NEGATIVE frequencies. Youll learn about those in chapter Positive and negative frequencies. Words of wisdom You get flat (but not necessarily continuous) phase response if your filter (filter coefficients) is symmetrical or antisymmetrical (sides are symmetrical but have opposite signs, and the center crosses zero) around t0, even if you limit the number of coefs andor window them. Sometimes you can optimize your filter code a lot. Some coefficients may turn zero, so you can skip their multiplications. If your filter is symmetrical around t0, you can instead of input(t)ainput(-t)a write (input(t)input(-t))a). If your filter is antisymmetrical around t0, replace input(t)a-input(-t)a) with (input(t)-input(-t))a. Sinc(t) is 1 at t0, and 0 at other integer t values. Calculating the limit t-gt0 is very simple. If your filter formula was originally a sum cosines (meaning its not a phase shift filter), the limit t-gt0 is simply the area of the magnitude frequency response, in such way that the area of no filtering is 1. The actual filter implementation (after possible coefficient calculations) depends much on how the input data is fed to the filter. I can see three cases: You have the whole input data in front of you right when you start. A sample editor is a good example on this. This is the easiest case. With FIR filters, just take values from the input data, multiply with coefficients and sum, like this: output(t) a0input(t-2) a1input(t-1) a2input(t) a3input(t1) a4input(t2). The only problem is what to do at the start and at the end of the input table, because reading data from outside it would only cause problems and mispredictability. A lazy but well working solution is to pad the input data with zeroes, like this: This is how its mostly done with FFT filtering. With FIR filters, it isnt that hard to write a version of the routine that only uses a limited range of its taps, like this: and to use that version at the start and at the end. For this, it is easiest if you have a table of coefficients instead of hard-coding them into the routine. Data is fed to the filter in small chunks, but it is continuous over the chunk borders. This is the most common situation in programs handling realtime audio. One sample at a time. Case 2 can be treated as this, because the chunks can always be chopped into single samples. It is a fact that you cannot use future inputs in this case, so a FIR filter would have to be of form such as: output(t) a0input(t-4) a1input(t-3) a2input(t-2) a3input(t-1) a4input(t). Clearly this kind of a filter creates a delay, but thats just a thing you have to learn to live with. Also, you only get in one sample at a time, which is not enough for filtering, so you have to store the old input values somehow. This is done using a circular buffer. The buffer is circular, because otherwise youd soon run out of memory. Heres a set of pictures to explain the scheme: The buffer must be at least as long as the filter, but it is practical to set the length to an integer power of 2 (In the above example: 2532), because then you can use the binary AND operation to handle pointer wrapping always after increasing or decreasing one (In the above example, AND with 31). Even better, use byte or word instructions, and wrapping will be automatically handled in overunderflows caused by the natural limits of byte or word. Note that the buffer should be filled with zeroes before starting. A similar circular buffer scheme is also often the best solution for implementing the output part of an IIR filter, no matter how the input part was realized. There are both positive and negative frequencies. Until now we havent had to know this, because we have been able to do all the calculations by using sines as frequencies. Dont be fooled that positive frequencies would be sines, and negative ones something else, because that is not the case. In all real (meaning, not complex) signals, positive and negative frequencies are equal, whereas in a complex signal the positive and negative frequencies dont depend on each other. A single sinewave (real) consists of a positive and a negative frequency. So any sine frequency could be expressed as a sum of its positive and negative component. A single, positive or negative, frequency is: and could also be written as: As stated, a sinewave consists of a positive and a negative frequency component. Heres the proof: (The phase of the negative frequency must also be inverted, because it rotates to the other direction) As you see, the imaginary parts nullify each others, and all that remains is the real part, the sine wave. Amplitude of the sine wave is the sum of the amplitudes of the positive and the negative frequency component (which are the same). This also proves that in any real signal, positive and negative frequencies are equal, because a real signal can be constructed of sine waves. The complex Z-plane is a good place to look at positive and negative frequencies: Positive frequencies are on the upper half of the circle and negative frequencies on the lower half. They meet at angles 0 and the Nyquist frequency. Aliasing usually means that when you try to create a sine wave of a frequency greater than the Nyquist frequency, you get another frequency below the Nyquist frequency as result. The new frequency looks like as if the original frequency would have reflected around the Nyquist frequency. Heres an example: The cause of aliasing can be easily explained with positive and negative frequencies. The positive component of the sine wave actually gets over the Nyquist frequency, but as it follows the unit circle, it ends up on the side of negative frequencies And, for the same reasons, the negative component arrives on the side of positive frequencies: The result is a sine wave, of frequency SR-f. Analytic signal It is sometimes needed to first create a version of the original signal that only contains the positive frequencies. A signal like that is called an analytic signal, and it is complex. How does one get rid of the negative frequencies Through filtering It is possible to do the job with an IIR filter that doesnt follow the conjugate-pair-poles-and-zeros rule, but a FIR filter is significantly easier to create. Well use the old formula that we first used to create sinc: but this time, instead of cosines, only including the positive frequencies: As you see, the filter coefficients are complex. We should also halve the amplitude of the positive frequency (it should be half of the amplitude of the cosine, because the negative component is gone) but thats not necessary, because itd only scale the magnitude. To convert the complex analytic signal back to real, just throw away the imaginary parts and all the frequencies get a conjugate (on the z-plane) pair frequency. Here the amplitudes drop to half, but as we skipped the halving in the filtering phase, it is only welcome. The real to analytic signal conversion could also be a good spot for filtering the signal in other ways, because you can combine other filters with the negative frequency removal filter. Amplitude modulation Amplitude modulation means multiplying two signals. All samplepoints in the modulated signal are multiplied by the corresponding samplepoints in the modulator signal. Heres an example: What happens if we modulate a signal with a sinewave The original signal is (as we have learned) a sum of frequecy components, sinewaves of various frequencies, amplitudes and phases. Note that the signal we are talking about here is real, not complex. Say sNUMBER is one of the frequency components. So, we can write the original signal as: Now, if we multiply this signal with the modulator signal m, we get: This is good, because as you see, its the same as if the frequency components were processed separately, so we can also look at what happens to each frequency component separately. A frequency component can be written as: where amp is the amplitude, f the frequency and a the phase. The modulator sine can be written the same way (Only added the letter m): Multiply those and you get: If we discard the phase and amplitude information, we get: which is two frequencies instead of the origial one. Heres a graph that shows how the frequencies get shifted and copied. The original frequency is on the - axis and the resulting frequencyfrequencies on the axis: In the graph Modulated, the frequencies that would seem to go below zero, get aliased and therefore reflect back to above zero. In sampled signal, the Nyquist frequency also mirrors the frequencies. Frequency shifting With some tweaking and limitations, you could make a frequency shifter by using sinewave modulation, but theres a better way. Lets try modulating the signal with e(i mf x) instead of cos(mf x). Phases and amplitudes are irrelevant, so ive just ignored them. (I hope you dont mind) Lets see what happens to a single positivenegative frequency when it is modulated: The answer is very simple. The original frequency got shifted by the modulator frequency. Notice how the rule Multiplication in the time domain is convolution in the frequency domain. applies here also. Heres an example on the z-plane unit circle. p0, p1, p2 are the positive frequencies and n0, n1, n2 their negative conjugate frequencies. Say the modulator frequency rotates the frequencies 14 full cycle counterclockwise: In the modulated signal, the original pair frequencies (like p0 and n0) are no longer conjugate pairs. Thats bad. Another bad thing is that negative frequencies get on the side of positive frequencies and vice versa. But if we first filter all the negative, and those of the positive frequencies that would arrive on the wrong side of the cirle, and then modulate the filtered signal: (The filter formula is in the chapter A collection of FIR filters in section Combined negative frequency removal and bandpass) Now it looks better To make this filtered amp modulated complex signal back to real again, just discard the imaginary part and all the frequencies get a conjugate pair: For most sounds, frequency shifing doesnt do a very good job, because they consist of a fundamental frequency and its harmonics. Harmonic frequencies are integer multiples of the fundamental frequency. After you have shift all these frequencies by the same constant frequency, they no longer are harmonics of the fundamental frequency. There are ways to do scaling instead of shifting, but just scaling the frequencies would be same as resampling, and resampling also stretches the sound in time, so it has to be something smarter. The main idea is to divide the sound into narrow frequency bands and to shiftscale them separately. OK, so frequencies usually come with harmonics - Why Just think where sounds in nature originate from: vocal cords in our throat, quitar strings, air inside a flute. All vibrating objects, and you have probably learned at school that objects have several frequencies in which they like to vibrate, and those frequencies are harmonics of some frequency. What happens in those objects is that they get energy from somewhere (moving air, players fingers, air turbulence), which starts all kinds of vibrationsfrequencies to travel in them. When the frequencies get reflected, or say, go around a church bell, they meet other copies of themselves. If the copies are in the same phase when they meet, they amplify each other. In the opposite phases they attenuate each other. Soon, only few frequencies remain, and these frequencies are all harmonics of same frequency. Like so often in physics, this is just a simplified model. A note about notation. ) The fundamental frequency itself is called the 1st harmonic, fundamental2 the 2nd, fundamental3 the 3rd, and so on. Chromatic scale In music, harmonics play a very important role. The chromatic scale, used in most western music, is divided into octaves, and each octave is divided into 12 notes. The step between two adjanced notes is called a halftone. A halftone is divided into hundred cents. An octave up (12 halftones) means doubling the frequency, an octave down (-12 halftones) means halving it. If we look at all the notes defined in the chromatic scale on a logarithmic frequency scale, we note that they are evenly located. This means that the ratio between the frequencies of any two adjacent notes is a constant. The definition of octave causes that constant12 2, so constant 2(112) 1.059463. If you know the frequency of a note and want the frequency of the note n halftones up (Use negative n to go downwards) from it, the new frequency is 2(n12) times the old frequency. If you want to go n octaves up, multiply by 2n. But why 12 notes per octave As said, harmonics are important, so it would be a good thing to have a scale where you can form harmonics. Lets see how well the chromatic scale can represent harmonics. The first harmonic is at the note itself: 0 halfnotes 1. The second harmonic is at 1 octave 2. The third harmonic is very close to 1 octave 7 halftones 19 halftones 2(1912) 2.996614. Og så videre. Heres a table that shows how and how well harmonics can be constructed: Not bad at all The lowest harmonics are the most important, and as you see, the errors with them are tiny. I also tried this with other numbers than 12, but 12 was clearly the best of those below 30. So, the ancient Chinese did a very good choice The above table could also be used as reference when tuning an instrument, for example a piano (bad example - no digital tuning in pianos), to play some keys and chords more beautifully, by forcing some notes to be exact harmonics of some other notes. A common agreement is that one of the notes, middle-a, is defined to be at 440Hz. This is just to ensure that different instruments are in tune. Flanger is simply: where d is the length of the variable delay. D values have a lower limit, and the variation comes from sine: Because d is not integer, we must interpolate. Most probably, annoying high frequency hissing still appears. It can be reduced by lowpass filtering the delayed signal. Wavetable synthesis means that the instruments being played are constructed of sampled sound data. MOD music is a well-known example. Also most of the basic home synthesizers use wavetable synthesis. Say you have a sampled instrument, and want to play it at frequency f 440Hz, which is middle A in the chromatic scale. To be able to do this, you need to know A) the samplerate of the sample and the frequency of the sampled instrument, or B) the wavelength of the instrument expressed as number of samples (doesnt have to be integer). So you decide to precalculate the wavelength to speed up the realtime routines a little: The samplerate of your mixing system, SR, is 44100Hz. Now that you know this, you can calculate the new wavelength, the one you want (number of samples): In the mixer innerloop, a sample offset variable is used in pointing to the sampledata. Every time a value is read from the sampledata and output for further mixing, sample offset is advanced by adding variable A to it. Now we must define A so that ol (256) is stretched (here shortened) to nl (100.22727), in other words, so that for ol samplepoints in the sampledata, you produce nl output values: Everything on one line: Thats it By using A as the addvalue, you get the right tone. Click removal There are some situations when unwanted clicks appear in the output sound of a simple wavetable synthesizer: Abrupt volume (or panningbalance) changes. A sample starts to play and it doesnt start from zero amplitude. A sample is played to the end and it doesnt end at zero amplitude. (Biased sampledata or badly cut out sample) A sample is killed abruptly, mostly happens when new notes kill the old ones. Poor loops in a sample. And what does help Heres some advice: Volume changes must be smoothed, maybe ramped, so that itll always take a short time for the new volume to replace the old. Clicky sample starts can be muffled, meaning that the volume is first set to zero and then slided up. This could of course be done beforehand too, and some think muffling sample starts is wrong, because the click may be deliberate. Some drum sounds lose a lot of their power when the starts are muffled. Another case is when the playing of a sample is not started from its beginning. That will most probably cause a click, but muffling is not the only aid - starting to play from the nearest zero crossing also helps. Abrupt sample ends should also be faded down. This may require some sort of prediction, if you want to fade down the sound before its ran over by another sound. This prediction can be made by using a short information delay buffer. It may be easier to just use more channels, to allow the new sound to start while the other one is being faded out in the background, on another channel. When the sampledata ends at a value other than zero, the cause may be that the sampledata is not centered around the zero level, or that the creator of the sample has just cut the end of the sample away. The easiest way to fix this is to fade out the end of the sample beforehand. However, this is not always possible. Symmetric form Turning an IIR filter backwards Getting rid of output(tn) Getting rid of input(tn) FIR frequency response IIR frequency response. Olli wrote he tried to make his text as down-to-earth as possible. Well, heres a more mathematical approach. But Ive still tried to make this intuitive and FUN rather than boring myself with lengthy proofs. This also means that there may be errors, most probably in signs. Symmetric form Say you have this IIR filter: You can put its equation to this symmetric form: Now define a new function, middle(t): You can rewrite this as: Notice how the transition from input(t) to middle(t) is a FIR filter and the transition from output(t) to middle(t) is another. So the IIR filter in fact consists of two FIR filters facing each other. This gives a simple approach to frequency response calculations (see the section IIR frequency response). Turning an IIR filter backwards You can solve input(t) from the IIR equation: Now swap input and output and you have a filter that undoes what the original did. But if the frequency response of the original filter was ZERO for some frequency, the inverted one will amplify that frequency INFINITELY. This is just logical. The inverted filter will also have an opposite phase shift, so that if R(f) is the frequency response of the original filter as a complex number and r(f) is the frequency response of the inverted filter, R(f)r(f)1 for every f. Getting rid of output(tn) Say you have somehow found that you need an IIR filter like this: You need to know both output(t2) and output(t-2) to be able to compute output(t). Doesnt seem very practical. But you can shuffle the equation a little: Now define a new variable ut2 and use it instead of t: Then solve output(u): Now you can use the filter. Getting rid of input(tn) Notice how in the previous example, input(t) became input(u-2). Had there been input(t1), it would have become input(u-1) which can be used in real time filters. Generally, you can get rid of input(tn) this way if the equation also uses output(tm) where mn, because you can define utm which turns input(tn) to input(u-(m-n)) which you get in time. If mltn, this is not possible: Here m0 and n1, so you cant get rid of input(t1) and keep the filter mathematically equivalent to the original. However, you can delay the output by one time unit: Usually, this small delay doesnt matter. But it changes the phase frequency response of the filter and this DOES matter if you then mix the filtered signal with the original one or others derived from it in that case, youd better make sure that all of the signals have the same delay. (Except if you happen to like the extra effect.) (For example, if you have a filter output(t)input(t-1), it doesnt do much as such. But if you mix the filtered signal with the original one, the mixing becomes a filter in itself and you can compute its frequency response and all.) If you try to force the original filter through the utm trick by introducing a dummy 0output(t1) term: youll just get division by zero. FIR frequency response Treat a sine wave as a rotating phasor e(it2piffs) where: The real component of this phasor is the regular sine wave. The neat thing about this is that you can multiply it with various complex numbers to scale the magnitude and shift the phase at the same time. By defining ze(i2piffs), the phasor can be written as zt. This is the same z that is used in pole-zero calculations (see chapter IIR filter design using pole-zero method). Heres the general FIR equation: Now, lets look what the filter does to an infinitely long sine wave with frequency f. But this sine wave can be replaced with the rotating phasor if we then throw away the imaginary component of the output. m(k) is real so the real and imaginary components cant affect each other. Here the zt factor doesnt depend on k, so it can be moved outside the sum: z depends on f (ze(i2piffs), remember) but the value of the sum doesnt depend on t. Ill call it R(f): output(t) is a rotating phasor at the same frequency as input(t) it just has a different amplitude and phase as defined by R(f). This means that for an infinitely long sine wave of frequency f, R(f) shows how the filter affects its amplitude and phase. In other words, R(f) is the frequency response of the filter. Its a complex function. If you dont remember what this means, see section Complex math with filters in chapter Whats a filter in this file. IIR frequency response When two filters are concatenated so that one filters output is fed to the other filters input, the responses are multiplied at each frequency: A filter that just connects its input to its output and doesnt change the signal at all has a frequency response of 1 at all frequencies: Now assume that we have a filter with frequency response R(f) and we make another filter with frequency response Rinv(f) that UNDOES everything the first filter did to the signal when they are concatenated. So the inverse filter also has an inverse frequency response. Remember, an IIR filter consists of two FIR filters facing each other (see section Symmetric form). This setup can be treated as a normal FIR filter followed by an inverted FIR filter: This means that if you can calculate the frequency responses of the two FIR filters, you can calculate the IIR frequency response by dividing one with the other. An example. You have this IIR filter. Change the names of functions a little: Compute the frequency response of filter input1-gtoutput1 (originally input-gtmiddle). The general formulas: In this particular case: The input2-gtoutput2 (originally output-gtmiddle) filter: Now the whole IIR: To actually calculate the frequency response at some frequency, youd apply Eulers formula and the usual complex number rules: R in the filters means resonance, steepness and narrowness. Fastest and simplest lowpass ever Fast lowpass with resonance v1 19 Comments raquo Thanks for posting this. It8217s a nice collection of audio DSP nuggets. May I suggest that the URL at the top of the original text document (iki. fiodspdspstuff. txt ) be pointed directly to this page. Comment by ColdCold 8212 2009-11-16 16:06 Thanks Mate, Greatly appreciate this tutorial. DSP in simple terms is not easy to come by on the Web Comment by Don 8212 2010-05-10 04:29 Thanks a lot. Very useful concepts explained in a lucid manner. Comment by Ravi 8212 2010-08-30 14:59 Hi, About notch filter.. Why I can8217t get the frequency cut effect Sample rate:1600 freq 1950 q 0.1 z1x cos(2pifreqsamplerate) a0a2 ((1-q)(1-q))(2(fabs(z1x)1)) q a1 -2z1xa0a2 b1 2z1xq b2 -(qq) 8212821282128212- frequency: 1950.000000 q: 0.100000 z1x: 0.195090 a0a2: 0.438887 a1: -0.171245 b1: 0.039018 b2: -0.010000 Each sample calculation: 82128212821282128212821282128212821282128212821282128212 reg0 a0a2 ((double)samplecurrentsampleminus2) a1sampleminus1 b1reg1 b2reg2 reg2 reg1 reg1 reg0 82128212821282128212821282128212821282128212821282128212 Is it correct Output is clean voice, but 1950Hz carrier is still there. BR Comment by Alexander Vangelov 8212 2011-03-16 22:46 Freq should be between 0 and samplerate2. (Just a quick comment before I go to bed) Comment by Olli Niemitalo 8212 2011-03-17 00:53 Thank you, it works :) I missed a zerro digit in parametters (just before I go to bed) Sample rate: 16000 Freq: 1950.000000 q: 0.400000 z1x: 0.720854 a0a2: 0.504599 a1: -0.727484 b1: -0.576683 b2: 0.160000 Comment by Alexander Vangelov 8212 2011-03-17 10:43 Very good tutorial, thanks Comment by Vadim 8212 2011-10-11 19:42 man, this is the best introduction (covering all topics) into DSP I stumbled upon perhaps I do have a chance to pass the exam. D sorry, for a double post. but8230 can you attest everything is correct for example, 822082218221 You can use any number of poles and zeros, but they must all have 8220conjugate pairs8221, if they are not positioned on the 8220-8221 axis. 822082218221 is this true I8217m playing with applets that allow for poles without conjugate pairs and seemingly band-pass filters (with regard to the magnitude response) can be built this way. can you please explain ( laps. fri. uni-lj. sidpsarhivappletiisipsystemv4.0srcapplet. html ) Doug, it is true, IF you want the filter to have a real output, not complex. If you make a bandpass with just one pole, and have the pole so close to the unit circle that the filter output is pretty much a single frequency, then the output of the filter will be a complex phasor rotating in one direction on the complex plane. If you switch the sign of the imaginary part of the position of the pole then you get as output a phasor that rotates in the opposite direction. If you have poles in both of those positions, then the output must contain both of those complex phasors in equal parts, thus the imaginary parts of the phasors cancel each other. So you get as output a real sinusoid. Good luck with the exam Comment by Olli Niemitalo 8212 2011-12-27 13:41 This is the first cogent explanation of poles and zeros that I have ever received. I feel better and worse at the same time, if you know what I mean. In any case. THANK YOU Comment by Mark McConnell 8212 2012-05-09 01:12 8230 Yehar8217s Digital Sound Processing Tutorial for the Braindead 8230 Nice Job Men82308230. I found it very helpful. Takk. Can you put implementation of audio effects in computer. Comment by Trnform3r 8212 2012-09-16 10:07 Sure, for example as a VST effect. Comment by Olli Niemitalo 8212 2012-09-16 22:14 This is fantastic nice work and a very well explanation of DSP. Thank you :D Comment by tor 8212 2013-02-16 01:42 Thank you so much for this informative writing on the subject which makes life much easier since no-where could I find any book on the subject which makes it as clear as you did here. Keep it going and thank you again. Comment by FJ Botha 8212 2015-02-21 10:14 Frickin delicious Seriously, i thank people like you for simply existing and count my blessings that i found this brilliant introduction you created. The note takingoutline is digestable in one bite and it will stick with me during my upcoming solo winter sound holiday to the pampa and magellians strait, the large uninhabited Falkland rock, and if im still alive - christmas island. Dec to Feb. I hope to capture enough sound to keep me glazed and deadeyed until black metal villians capture Oslo Comment by Mick Dkaye 8212 2016-10-18 19:13 And love that Black Deck. Masonna weeps Comment by Mick Dkaye 8212 2016-10-18 19:16 Leave a commentDSP filter - DISPFIL. EXE Version 1.09J - June 18, 2000 JE3HHT Makoto Mori Translated into English by JA7UDE Oba This is a DSP filter tool using a PC with the soundcard. With this tool, you even can design various types of digital filters including adaptive filters. However, this tool is just experimental and will not afford the practical use for amateur ham radio. You probably need a powerful CPU to make this tool run flawlessly. In addition, you need a soundcard with the full-duplex mode. I made this program just because of my own interest. As I was not quite familiar with the use of the soundcard, it still has substantial time lag from input to output and might not well work for CW. Needless to say, this program is freeware. How to uninstall DSPFIL does nothing to the Windows registry, so just delete all the files with the directory that has DSPFIL files. OS: Windows 95, 98, NT (Note - by VE5KC - has worked fine in tests with Windows XP amp Vista) PC: The faster the better Display: 640 x 480 or more Soundcard: 16-bit soundcard that is capable of FULL-DUPLEX (some cards wont work) Hookup and Operation Connect the speaker out of the radio to the Line-in or Mic of the soundcard. Connect a headphone or speaker to the output of the soundcard. Since the Mic input has too high gain, I recommend the Line-in. Adjust the input level by using Mic or Line level in the Record property or the audio in the control panel. You can do that by using the AF gain of your radio, too. Adjust the output level by using Wave or Master level in the Play property or the audio in the control panel. You also can do that by using Up (up arrow) or Down (down arrow) button on the DSPFIL window. If you have a sound output from your speaker without running DSPFIL. EXE, your PC is configured so as to play the recording signal directly and thus you must turn it off. Go Play property and get Mic-in or Line-in muted. If you hear a sound immediately after starting DSPFIL. EXE, you are ready to go. In case you see a message like quotCannot open the sound device, quot your soundcard probably does not support the full-duplex mode. Give up listening to the filtered sound, but you can observe how DSPFIL. EXE works by the FFT and adaptive filter response windows. Since there is a time lag between the input and output, you should keep the buffer size as small as possible. The time lag has a big trouble in filtering CW signals (you will soon understand what it is when you transmit a signal, Hi). Too high input level causes distortion in the analog circuit of the soundcard. You have to adjust the input level by monitoring the FFT display set to quotIN. quot When overdriven, DSPFIL shows quotOverquot in the upper right corner of the FFT window. When the HPF button is depressed, the 100Hz high-pass filter is activated to the input circuit. It is effective if you have DC ingredient, but it raises the CPU load. Use it only when you need it. Details of the filters This is a comb filter using moving average. This filter, by its structure, gets the actual center frequency Rfo shifted from the defined center frequency Fo by RFo fss int(fssFo) Hz ifss fs 2j This can be compensated by carefully choosing the sampling frequency (fs). However, the sound blaster card does not allow fine tuning around 11025Hz, so DSPFIL admits the shift, Hi. The filter does not use a simple averaging calculation but uses subtractions for 12 periods. Thus, the even harmonics are suppressed, but the odd harmonics can be passed through. It is a good idea to use a 500Hz filter of your radio. It has lower quality in the frequency domain compared with BP100, but I think this filter gives the best performance particularly for weak signals. This is a band-pass filter using an FIR filter. It uses x3 oversampling. The physical sampling frequency is 11025Hz while the application sampling frequency is 3675Hz. If the number of taps is increased, the filter become sharper. However, it increases the processing time at the same time, and therefore it will not run on a slow PC. This is an adaptive band-pass filter for CW. I have not tested a lot on the values of fnofEcirc(mu) and fnofAacute (gamma), but I think the filter works, hi. This filter does not affect Fo or Tap, which is configured in the main window. The frequency-domain graph in the lower right corner shows the frequency characteristics of the transversal filter calculated with the coefficients, which are changed by LMS. You can see how the adaptation is performed by changing the frequency of the input signal. In case of weak signals, the filter coefficients tend to be small, which would result in a low level output. To compensate this, LMSB2 leaves the AGC turned on to increase the volume for the weak signals. This is a fixed frequency BPF for SSB. The low-cut frequency is fixed to 200Hz. If it oversamples the 2.2KHz or higher signals, it causes folding errors because of the decimeter. This filter does not affect the Fo, which is configured in the main window. This is a noise smoother for SSB. The adaptive operation might not be well tuned yet. The SSB signal is smaller autocorrelation than the CW signals, so I put small values in the correlation delays. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. This is an automatic notch filter for SSB. It would give better results if it had faster convergence behaviour. However, I dare to focus on the response speed for CW signals. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. This is a user-customizable filter. The default setting gives a wide band-pass filter for SSB. You can customize it by pushing the DESIGN button (the button face text is written in Japanese). You can copy the parameters of the selected other filter to those of this filter by pushing COPY (the button face text is written in Japanese) button. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. User setting for the adaptive filters LMSBP, LMSNS, LMSAN are built-in filters, but the user can design a LMS filter by himself. Push DESIGN (this text is written in Japanese, so it might not correctly appear with non-Japanese Windows) button and select LMS, then push UPDATE (in Japanese text) button. Now you can change the parameters. The algorithm used in the adaptive filters is called Leaky LMS (Least Mean Square method). The user customizable parameters are: Tap the number of orders of the transversal filter Delay the number of delay nodes 2u the response speed V (gamma) the dumping factor Larger u gives faster response but slower convergence. Smaller V (gamma) makes the coefficients decrease faster when the input signal is cut off. However, too small V (gamma) will result in oscillation. Generally put a value a little bit smaller than 1 to V (gamma). If the REVERSE OUTPUT (in Japanese) is checked, DSPFIL outputs an error signal. It is checked to design an automatic notch filter. When AGC is checked, DSPFIL automatically increase the output volume for weak input signals. The characteristics of the adaptive filters are dependent not only on u (mu) and V (gamma) but also on Delay and Tap. Change all of them to see what happens. Use parameters that are given by another design software If you want to test the filter coefficients that are calculated with another filter design software, try the following steps. 1. Push DESIGN button in User1. User6 2. Select User and push Update 3. Push SAVE button and make a filter definition file. 4. Exit DSPFIL. 5. Edit the filter definition file using a text editor. Sampling frequency No over sampling 11025Hz OverSmp1 Over sampling x2 5512.5Hz OverSmp2 Over sampling x3 3675Hz OverSmp3 Filter order Put the number of orders to TAP field Coefficients Put coefficients to H0. Hn (n Tap) fields 6. Start DSPFIL and push one of User1. User6 7. Push LOAD button to load the definition file. CPU Power Since this program intensively uses floating-point operations and is not well optimized, it will not run on a PC with a slow CPU. 73 de JE3HHT Makoto MoriLoad error in equalizer data in some of the 8.21 builds, due to the 62986299 equalizer frequency fixpressors: Added Feedback2 mode. Different behavior from normal Feedback mode, Ratio is . New product: Thimeo WatchCat. Avant version added. RDS encoder: Added code 0 for FM 87.5 in the AF list. Seems to be supported by some receivers. Stereo Tool: Added info to. sts files to allow importing them in Omnia SST. SST: Added possibility to import Stereo Tool settings. SST: Attack and release are now faster when slider moves to the right. SST: Attack Multiplier: Attack is now faster when slider moves to the right. SST: Improved naming of many things, to be compatible with other Omnia products. SST: Disabled MULTICORE for latency 128 and 256, and LQLL. SST: GUI: Added glowing yellow line around SST tray icon, to make it more visible. Bug fix: ACR Stereo caused some mild crackling. Bug fix: RDS quadrature mode could cause crackles and overshoots. Bug fix: SST: Loading a preset stopped server communication. Some changes could get lost due to this. Bug fix: MAC VST version didnt work in OcenAudio (actually a bug in OcenAudio). Bug fix: SST: Multiband text below horizontal meters was upside down. Bug fix: Restarting on unhandled exceptions didnt work in 64 bit version. Bug fix: VLC: potential crash when switching between streams due to memory allocation issue solved. Bug fix: 1 channel audio processing was broken in 8.20. Bug fix: More-than-2 channel audio processing was broken in 8.20 due to what appears to be a compiler bug. Bug fix (Stereo Tool, SST, Omnia.7. 9. 9sg, possibly .11, BreakawayOne): Time zone changes ignored after startup on Windows (compiler runtime bug). Bug fix: BS412: Singleband compressor was placed after BS412, should be before. Bug fix: SST: Reset settings when loading preset, it kept the current settings if they were not present in the file. Bug fix: UECP client could hang after connection close. Now a new incoming connection kills the existing one. Bug fix: Equalizer frequency could be either 6298 or 6299 due to rounding errors, causing preset load errors. MicroMPX: New license mechanism for ARM version implemented. Code improvement: Less duplicate code in binary for Compress. Smaller binary, faster build, better performance. Added option to run Stereo Tool as a service. RDS: Moved reading RDS from file to a separate thread, should avoid hiccups when reading from network drives. Added code to handle (restart) and log crashes in sound card drivers and VLC. Not yet fully tested. Linux: Now using Ubuntu 14.04 instead of 16.04 to build (better backward compatibility). Linux: Now statically linking libstd (better backward compatibility). Linux: Switched to newer compiler for better performance (20, on both Intel and ARM). Web server: Whitelist allows as in 192.168.. instead of 16 (Leifs formatting), always allow 127.0.0.1. Compressors: Volume jumps on preset changes reduced (compressor adjusts to changing target level). Declipper: Detection (veil) didnt always work properly with gt 60 kHz input sample rate. Performance: Reduced CPU load of IO and processing framework. GUI: Hovering over tray icon now shows version number. GUI: Changed scale of many sliders, dB scale sliders are now flat over the whole range. Bug fix: Potential sound card glitches (bug introduced in 8.12). Bug fix: Crash reported by Camclone Bug fix: FM test tones were broken when using Ignore high frequencies (bug introduced in 8.12). Bug fix: VST plugin no longer cuts off the start of songs (bug introduced in 8.14). Bug fix: UECP port was always used (even if FM disabled). Bug fix: Potential bug in non-ASIO code could cause crashes depending on compiler optimizations (never seen). Bug fix: Potential crackle in lowest multiband band fixed. Rewrote error logging code. Omnia 9sg: Builds with the new framework now. SST: Make IPPORT changable without web gui. SST: Preset list was empty on first start SST: Improved naming of settings in Processing section. SST: Web interface code compiles separate from SST now. SST: Added importing Stereo Tool presets. SST: Multiple MicroMPX output IP addresses and ports CN. SST: Launch browser automatically on first start. SST: Improved startup screen. SST: Currently active presets highlighted. SST: Prepared for longer list of MicroMPX IPports (partially there). SST: Clicking on meters in top bar takes you to the page directly. SST: Top bar meter that corresponds with active screen is highlighted. SST: Add glowing yellow line around SST tray icon, to make it more visible. MicroMPX decoder: Buffer underruns seen on ARM version, caused by loggingtracing library. MicroMPX decoder: Shows more startup info and waits for pressing ENTER at end (command line). MicroMPX decoder: Improved handling of out-of-order and lost packets. Added built-in self test for sound cards. SST: Slider behavior improved (slow vs fast moving the mouse). SST: Preset list was sometimes empty, message added that in this view no presets are available yet. SST: Preset list jumped to new view after opening which looked weird. Fixed. SST: Composite Clipper is on by default. SST: Added presets. Bug fix: SST: Rules are made to be broken disabled when not using dual side band. Bug fix: SST: Clip LR peaks above was always disabled. Bug fix: Glitches due to missing thread priorities fixed (since 8.12). Bug fix: Non-2 channel audio (1, 5.1, 7.1 etc) didnt work (since 8.12). Bug fix: Stereo Tool web interface was adding 20 marks in text boxes when typing spaces (since 8.12). Bug fix: ASIO in 192 kHz, non-ASIO Normal output set to input audio got 48 kHz audio causing underruns (8.12). Bug fix: CPU core affinities Main 1 and 2 were overwritten by LQLL affinity settings (since 8.12). Bug fix: Volume drop when using old Calibration settings (since 8.12). Bug fix: Heap corruption on close for command line version (only visible when a debugger was attached). Bug fix: Linux: Web interface exceptions when closing the web interface. Bug fix: Weird crash in Adobe Audition 3.0 (from 2007), gone after changing compiler settings. Possibly bug in Audition or compiler. Bug fix: Separate thread for SCA input with ASIO didnt work, disabled that option now. Bug fix: GUI: ASIO inputs sometimes showed dotted overlay moving from half-way to top (and disappearing). Bug fix: GUI: Values for Max Attack and Max Release were displayed incorrectly. Bug fix: ASIO buffer was too small, could cause glitches after a buffer underrun. Bug fix: Improved sound card synchronization constant clock speed determination. Bug fix: Sound card timeout times increased to take VLC connection time into account. Bug fix: VST version didnt work in Wavosaur. Cause unknown but it works now. GUI: Gate vs Gate Freeze ranges were different, causing sliders to go outside of their range. VST plugin: Process function crashed when called with lt 0 samples (Wavosaur empty file bug). Added, removed and updates presets. Framework: Added support for upto 7(7) threads, works much better on slower CPUs with many cores. Framework: Added Quality settings 100 (OmniaSST only). With this, latency can go down to 128 samples (5 ms analog input to analog output). Framework: Smooth preset switching - no more hiccups if the same filters are used, also faster. Linux version: High CPU load (100) in one thread fixed. Linux version: Made plugin for Rivendell (and other programs that want to use it). Not yet fully tested. Linux version: Didnt run on Fedora. Fixed. Memory usage reduced. Sound cards: Resampler improved, now measures separate buffer filling and speed offsets. AGC: Added Gain slider. AGC: Added Windowing. Compressors: Added Windowing. Composite Clipper: Rules are there to be broken mode could cause occasional 1-sample overshoots. Fixed. Low Latency monitoring: Affinity setting added. Low Latency monitoring: Latency selection added. Removed lower lowpass filter for high frequency input at lower latencies, not needed anymore. GUI: Showing AGC gating the same way as for compressors GUI: Low Latency monitoring: CPU usage display added. GUI: Added Hear buttons to listen to the output upto this point. GUI: Fixed synchronization issue between meters, scopes and audio. GUI: Help pop-ups also work on Mac OS X now. GUI: Renamed PNR Noise Hum to Dehummer. Web server: Multi-threading added. Now handles upto 10 requests simultaneously. Web server: no-cache added to objects. js. Web server: Automatically add index. html if a directory is specified. Web interface: Added white list for logging in. Web interface: Added spectrum display for Delossifier and Absolute Highs. Web interface: Buttons didnt work. Generic plugin: Added option to make the plugin access input and output sound cards (Windows only). Bug fix: Potential crash in ASIO when changing channels fixed. Bug fix: Potential crash when zooming waveforms fixed. Bug fix: Latency with ASIO was not fully predictable on restarts. Fixed, allows for slightly lower latencies. Added Delossifier, repairs MPEG-compressed audio. Added Absolute Highs, generates lost (lowpass filtered) high frequencies. Added FM MPX Analyzer with MPX demodulator, RF bandwidth view and LeftRightQuadrature () decoder. Added RDS ASCII external input support for programs such as Arctic Palm, RDS Magic. AGC: Added Ratio control. Composite Clipper: Added Rules are there to be broken mode for extra loudness and clarity. Clipper: Added Multipath Stereo Phase Difference Remover to improves reception and reduce multipath. FM: Added Polar stereo encoder for OIRT 65-74 MHz (Soviet system) FM stations. FM: BS412: Filter bass based on ITU.1770 instead of the existing kinda-randomly-chosen weighing. AM: Added test tones, including a sawtooth with a pauze at 0. Improved resampling between sound cards (more improvements are still needed). Raspberry Pi: Optimized the code a bit. Linux versions: Remove wxWidgets, replaced by pure XLib. Mac OS X versions: Remove wxWidgets, replaced by pure Cocoa (VST: only 64 bit so far). GUI: Auto-hiding deprecated pages and sections if they are disabled: AGC: Compatibility amp behavior header Bass AGC (Old) Classic Multiband Compressor Classic Singlenband Pre-limiter (no longer needed since Leifs clipper improvements) Advanced Clipper: Bass protection (Deprecated) heading Advanced Clipper: Highs gap protection heading (replaced by Leifs gap protection) GUI: Auto-hiding deprecated settings if they are set to the optimal value: Leifs clipper efficiency modification checkbox (overruled by Leifs clipping strictness) Composite clipping Strictness (CPU) checkbox Phase rotation: At start of processing checkbox All Singleband and Multiband Compressor type (Analogdigital) pull-downs Multiband and Natural Dynamics Flat Frequency Response Compatibility mode (bad) checkbox Advanced Clipper: Smooth slope setting (under Distortion) Advanced Clipper: Upsampled highs clipping (useless) setting (under Distortion) Advanced Clipper: Stokkemask: Force Stokkemask even if not using Composi te Clipper (bad for audio) BS412: De-basser non-ITU.1770 compatibility mode (bad) checkbox GUI: Added tool tips. GUI: Add indicator that a setting has been modified. GUI: Added reset mode to last-loaded setting beside the existing reset to default. GUI: Made scope skinnable. GUI: BS412 disabled Advanced Clipper Drive. GUI: AM: Added Forcibly remove DC offset to the AM settings panel. GUI: Hide Stereo Tool and Thimeo names in whitelabel builds. GUI: Made distinction between switches and onoff buttons. GUI: Added Multiband Quick Overview screen with the most important settings. GUI: Redesigned Simple mode pages: Single screen overview. GUI: Added names Diversity Delay and HD to indicate that it can be used for HD. GUI: Made R3LAY skinned version for LAWO R3LAY. Command line version now also handles licensing properly. Bug fix: Fixed VST DLL unload bug that affected Adobe Audition. Bug fix: Fixed crackle at startup caused by Ignore High Frequencies (even if disabled). Bug fix: BS412 was still active when FM was disabled. Bug fix: Sound card setting Input without processing didnt work in stand alone version. Bug fix: ASIO: Fixed 1624 bit LSB modes used by new AudioScience 192 kHz card. Bug fix: ASIO: Added a check to get rid of a small memory leak in the ASIO SDK. Web interface: Added Access-Control-Allow-Origin: to binary HTTP protocol to support cross-server scripting. Generic plugin API: Added GetApiVersion function. Generic plugin API: Added stereoToolIsLicenseValid function. Added, updated, removed and reordered presets. Improved quality of bass, ringing artifacts cleanup filter caused some clicking effects in low bass (Since v 5.00). Added 8x oversampled non-phase linear Butterworth de-emphasis to match some hardware units pre-emphasis. Sound cards: Added backup sound card support (sound card 1 switches to 2 after some silence). True Bass: Add highpass filter for lower latencies because it can cause very low subs, caussing problems on FM. Highpass filter: Improved non-phase linear HPF a bit, works better when used after other filters now. ASIO: Only claim the channels that are actually in use. ASIO: Add already in use as possible cause to ASIO claimBuffers error message. ASIO: Added LeftRight indications in dropdown list. ASIO: Changed default channels to disabled except for Normal Output and Input. ASIO: Add more output selections - Increased from 8 to 32. Ignore High Freqs: Added Auto frequency option. Determines lowest possible value for max CPU load reduction. PNR: Settings now stored in. sts file for VST plugins (partial fix of the problem). Clipper: De-esser: Changed default value, now disabled by default. Reduces the CPU load. GUI: MPX display disabled when waveform display is disabled. GUI: Improved RESET. now gives preferred values instead of traditonal values needed for old preset compatibility. GUI: Disable Composite Limiter slider when Hard Limit is disabled. GUI: Bug fix: Phase Delay was not grayed out in Bypass mode. Bug fix: Some settings were net reset when loading a default preset in previous version. Bug fix: VST: GUI-related hiccups in Adobe Audition. Bug fix: Synchronization to external RDS signal could sometimes have a hiccup due to a threading issue. Bug fix: BS412 level calculation was wrong for LR instead of MPX output when using non-Pre-emph output. Generic Plugin: Add function to Get parameter values. Added new presets. FM: Add extra pre-emphasis for clipping for stations that send the processed FM signal through a lossy codec. Web interface: Added Presets dropdown menu and Bypass in web interface top bar. Sound card control: Slightly better low latency handling for non-ASIO. Sound card control: Auto synchronization mode means OFF when any of the affected buffer sizes is lt 250 ms. Bug fix: Error in AM AF frequency list for RDS. Some high AM frequencies might not have been encoded correctly. Bug fix: Simple Clipper Pre-limiter amplification was performed even when Simple Clipper was disabled. GUI: Bug fix: True Bass was called WARM BASS in the LOADSAVE menu, and WB in bottom menu. GUI: Bug fix: Lowpass filter frequency was displayed incorrectly for Separately processed streaming output. GUI: Bug fix: Pre-emphasis for MP3 was shown disabled when using Separately processed streaming output. Code: Redesigned for faster compiling. Updated presets. Generic plugin: Added function to set parameter values. Generic plugin: Added export of ParameterEnum for generic plugin customers. Bug fix: In 7.80 Automatic restart could be triggered incorrectly when the buffer size was very small. Bug fix: Fixed some small issues caused by the Thimeo framework rewrite, had no effect. FM: Improved Stokkemask (ITU-R. SM1268) filter for composite clipper (sounds better). FM: Fixed several bugs, mainly noticeable in SSB mode, at lower Quality settings. FM: SCA1 channel is now displayed in MPX graph. Updated and added some presets. FM: Added composite clipper FM: Added SSB (Single Side Band) mode. (Requires composite clipper.) FM: Added Multipath clipper. (Experimental Requires composite clipper.) Loudness: Improved Airy Highs. Highs now sound crisper and less tonal. Loudness: Rewrote clipper to reduce CPU load (Strictness can be set lower to give similar results). Added Phase equalizer. Updated and added many presets. User interface: 5 modes ranging from Simple to Extreme Tweaker. Basic should be good for most people. Greatly reduced CPU load of almost all filters. With identical settings, the CPU load is typically 12 reduced. Singleband compressor completely redesigned. Keywords: Attack, release, release hold, ratio, feed forward vs feedback, lookahead, burst protection. Multiband compressor completely redesigned: Configurable number of bands monitoring individual bands, median display. Added graphics equalizer. AGC: Added side chain. AGC: Added singleband compressor after AGC. AGC: Smoothed Band 1 to band 2 coupling. AGC should work better if declipper or noise gate is activated. Extra lowpass filter before processing to fix problems with songs with excessive very high frequency content. Set 0.25 kHz above actual LPF freq, but never below 16 kHz. Loudness: Improved delayed bass clipping protection to cause less distortion. Provision to discard buffer after a certain period of inactivity added for VST plugin. FM: SCA was missing since version 7.00, added again. Declipper: Reduced artifacts when using declipper in combination with non-phase linear highpass filter. Declipper: Changed default settings based on input from Jesse Graffam. Sound cards: Synchronize to output now also works with Normal output. User interface: Made 6 dB lines in meters more prominent. Bug fix: Disabled mouse hold behavior for all widgets except sliders. Updated and added many presets. Loudness: Added delayed bass clipping for better punch. Loudness: Fixed Bass Shape artifacts, and now also works on higher frequencies. Loudness: Added option to dynamically switch off distorted midshighs for tones. RDS: Better special character display in GUI. Updated presets. Added 5.1 and 7.1 audio support (channels are declipped, highpass and lowpass filtered and clipped, nothing else yet). Loudness: Improved bass clipper, better punch and warmer sound with more mid-bass. (old vs new) Loudness: Removed volume drop between 2.8 and 3 kHz. RDS: Added convertor from Windows-1252 to RDS characters to support special characters. Installer made smaller by moving non-SSE2 version to a separate installer. Now below 1 MB again :) Bug fix: Drawing issue in 7.00 and 7.01 pull-down menus without scroll bar when using mouse wheel. Bug fix: Left and right channels were sometimes swapped when loading a preset in 7.01. Bug fix: Stokkemask clipper was broken in 7.01. Carbon Coder plugin now supports R128 normalization for 5.1 and 7.1 audio. Added some presets. Solved several VST GUI issues in several VST hosts. Made VST window a bit bigger. On loading built-in presets, most FM and sound card settings are no longer reset. Volume increase on preset reload should not occur anymore, although Im still getting reports that it does. But at least one cause is solved. Added sound card restart button, was missing in version 7.00. Bug fix: GUI unresponsive at very high CPU loads when you click right of text in text box. Bug fix: BS412 acted weird with FM sound card enabled, pre-emphasize output disabled at low input sample rates. Updated presets. Total GUI redesign. Interface dynamically adapts to screen size and is nearly touch screen ready (keyboard needed). Added new version alerts and specific warnings which unregistered functions are in use. Last selected preset name visible after restart. Added web interface (no access protections yet). Completely rewritten parameter handling code solved bugs and reduced the chance of introducing new ones. Added ability to reset, load and save parts of presets. Added input sound card Gain control. FM transmitter audio synchronization added to synchronize streaming audio at multiple transmnitter sites (experimental). Loudness: Changed bass clipper behavior, flatter frequency response sounds a bit warmer. Loudness: Bass clipping filter bug fixes: Whistle artifacts gone, knock-on-wood artifacts reduced. Loudness: Airy Highs turned off if there are very little highs (reduces crackling sound that sometimes occurs). Declipper: Reduced clicking artifact in reconstructed audio. Declipper: Improved splitting load over 2 cores. FM test tones: Added Bessel null frequencies and smooth square wave (sounds less loud) test tone mode. Removed a number of memory allocationsfrees that occurred during processing. Added a lot of presets. Natural Dynamics is available in the GUI again, if you enable it explicitly in the INI file. Added sound card input and output tilt adjustment (2nd order). Loudness: Changed clipper distortion masking model, giving less distortion at nearly the same highs level. Loudness: Added Airy highs, makes highs sound both louder and more natural (less restrained). Loudness: Removed bugs that caused hole punching by loud highs. Loudness: Highs Priority no longer causes volume drops caused by loud highs. Loudness: Redesigned de-esser for pre-emphasized sound. Bass sensitivity: If there are both mids and highs, the drop is a bit less strong than before. Bass sensitivity: Determining more precisely when the clip is needed. BS412: Added max deviation (- 75 kHz) display. BS412: Added headroom slider. Determines margin for error to avoid sudden volume drops. BS412: Max deviation can be lowered to create denser sound and protect against sound card problems. BS412: Faster rise after fast drop for louder end result. GUI: Added displays so you can see what is being sent out to the sound card (including calibrations). GUI: Cleaned up Loudness panel (removed some things that are no longer needed). Bug fix: Latency 512 didnt work properly. Bug fix: Fixed GUI issue where singleband compressor settings were not always correctly loaded. Bug fix: AXIA input sound card loading issue. Added Carbon Coder plugin with multi-pass R128 support. AGC: Added a slider to protect against volume drops for loud voices. Loudness: Improved overall filtering (removed post ringing) at latency 4096, sound is cleaner in many ways (especially bass). Added some new controls for configuring it (Time Spread) Loudness: Advanced Bass Distortion Protection: Improved bass clipper. Bass is now louder and clipped tighter Loudness: Added bass shaping. Adds harmonics to very low frequencies to make them sound louder Loudness: Allow turning highs intermodulation distortion off Loudness: Added highs priority slider, increasing this reduces high frequency intermodulation distortion but may cause some drops in other frequencies Loudness: Asymmetric bass reduction should not go below dynamic threshold Loudness: Reduced strictness, the high precision wasnt really useful Loudness: Split sensitivity for bass clipper: Can now be configured separately for mids and highs. Result: more constant and higher bass level Loudness: Turned off old bass protection mechanisms in default settings. Caused artifacts, no longer needed Loudness: Reduced clipping strictness for mid-bass frequencies (lower CPU load) Loudness: Increased de-esser range, and it can be turned off now Loudness: Simplified clipping algorithm Stereo Boost disabled for lowest frequencies (below approx. 140 Hz) BS412 limiter: Show a warning and info when BS412 is enabled BS412 limiter: Fixed drops issue. Very brief drops can still occur but they are usually hardly noticeable BS412 limiter: Changed default values for more constant sound level Added and updated many presets Split values for Singleband, Singleband AGC style and BS412 Bug fix: Stereo Image was broken for latency 512 Bug fix: Icon now visible in stand alone version Bug fix: Stokkemask clipper didnt work at latency 512.Major code cleanup and restructuring Added BS412 limiter Added Stokkemask clipper Improved scope display (triggered) Improved low latency (6 ms) monitoring output in Stand Alone version Improved overall quality by changing the processing window shape for ALL filters Added support for cheaper limited WinampDSP declipper license Reduced CPU load when playing pure silence AGC: Improved handling of sudden loud bursts Loudness: Improved protection of mids against loud highs, which were causing drops (holes) in the sound. Loudness: Changed the bass protection shape Loudness: Added protection against distortion caused by asymmetric bass sounds Loudness: Slightly better protection of frequencies below 700 Hz against very loud bass Loudness: Bass protection and de-esser levels were calculated incorrectly if Final Clipper was enabled with a volume other than 1.00 BS412 limiter now also works with Pre-emphasize output disabled. Phase rotator: Improved behavior and display Bass AGC: Now works on a much smaller frequency range so it only affects really deep bass sounds Bug fix: Changed default values for the Allow more distortion sliders in the VST version Bug fix for Omnia 9: RDS AB flag works properly now, and if you change the RadioText and there was no sequence of texts there the new text will start to be broadcast immediately Bug fix: Forcibly remove DC offset in Loudness did not always work properly Slightly reduced Loudness CPU load, but the new highs protection adds a lot more if its enabledAdded multicore support for Declipper and Loudness. Throughput is now 38 higher in presets that use both. Loudness: Fixed a bug in the non-SSE2 version. Declipper: Fixed memory bug in clipping detection. This may have lead to weird issues. Improved performance when closingminimizing Stereo Tool if the virus scanner NOD32 is used. Bug fix: Loudness de-esser setting was not saved in VST plugin. Bug fix: Loudness values above 3.00 were not loaded correctly in VST plugin. Bug fix: TA button in main window did not work. Changed a value in Bojchas Neodymium preset. There is now also a separate declipper program See perfectdeclipper. Added declipper filter Loudness: Completely redesigned for more consistency, better transients, louder output and greatly improved highs. Punch is no longer needed. Loudness: Improved vibrating voices filter caused by loud bass. Loudness: New filter that removes highs distortion caused by loud bass, now allows bass levels upto 100 without (much) distortion in the highs. Loudness: New filter that detects when highs cause volume drops in the rest of the sound, and briefly lowers the highs level. Loudness: Added oversampling checkbox for streaming and mastering: This makes sure that no clipping will occur if the audio is upsampled afterwards. Loudness: Added separate dirty bass mids highs sliders for better bass control and artistic effects. AGC: Redesigned to handle different input levels much better. AGC: Enabled ITU-1770 support (for bass and head separately). AGC: Added stereo separation control. AGC: Added start level for mastering. AGC: Separate Remove remaining peaks settings for lows and mid-highs. AGC: Added Force level below slider for improved peak control. Forces the AGC level down faster if the difference gets too big. Added Bass AGC filter to reduce excessive bass sounds. Multiband: Added voice protection settings to better cope with loud vocals in music. Multiband: Allow changing band frequencies (only via STS file). Multiband: Added control of link between bands 1 and 2. Pre-emphasis: Moved to end of processing, just before clipping. Highpass filter: Improved filtering to reach a cleaner output. Highpass filter: Added order setting for non-phase linear filter. Improved audio processing window shape to reduce artifact levels. Improved pre-ringing filtering to avoid artifacts that occurred before. Added SCA output channels (SCA1 works, SCA2 is problematic due to the required frequency range). Support added for multiple Stereo Tool installations with different settings per installed version (requested by Jazler). Added registration to command line version. Bug fix: Fixed Test right channel in FM Transmitter Calibration (broken in version 6.10). Bug fix: FM Calibration frequencies 23-57 kHz were not at the correct frequencies. Bug fix: Fixed leftright channel swap that could occur in the stand alone version. Bug fix: AGC could hang in some cases when enabling more bands. Fixed. Bug fix: Phase rotation did not sound good at low latencies in version 6.10. Bug fix: Time zone in RDS was wrong. GUI improvement: Made waveform background black. RDS: Adjusted behavior if no special characters (lt, gt, , ) are used: Word wrap with centering is selected by default. This was done for the Omnia 9 that uses the Stereo Tool RDS encoder the behavior is now identical for both systems. RDS: Ignoring trailing spaces for word wrap. Added a lot of presets. Added interface for blind users. Set environment variable STBLIND to 1 or YES. Reduced latency: Latency: ASIO: Add processing priority control to enable very low sound card latency ( 1-3 ms) without hiccups total latency of 16 ms possible. Latency: Upsampling (for FM) and downsampling (for high input sampling frequencies) no longer causes extra latency. Latency: Reduced Composite Limiter latency from 1.7 ms to 0.9 ms at latencies 512 and 1024. Some (very small) effect on audio. Latency: Found a bug that caused hiccups in audio processing, fixed it. Results in lower possible latency. Latency: Pushing data to the output before the processing instead of afterwards to reduce latency. Improved audio quality at low latencies: Dynamically adjusting audio processing windows at low latencies to better match the type of audio that comes in. Dynamically adjusting clipping effectiveness to avoid clipping too much in certain conditions, depending on audio processing window and audio content. This protects soft highs against horrible vibration caused by bass sounds at latency 512 and (less) 1024. Upsampling and downsampling: Far less artifacts caused, far cleaner output signal. Created alternative Phase Rotation filter for low latencies (512, 1024). Multiband: Added an artifact protection step that limits the maximum difference in reduction between adjacent bands, if they cause too much (configurable) artifacts. Multiband: Adapted frequency bands and band content to make Multiband at latency 512 sound as much as possible as higher latencies. Loudness: Disabled Improved Bass Distortion Protection filter for latency 512 because it caused distortion. Loudness: Fixed vibrations caused by Very deep bass distortion protection at latency 512 and 1024. Now also enabled for latency 512. Hard Limit: Fixed (minor) artifacts in upsampled audio. Bass Boost: Reduced artifacts at latency 512. Note: Using a less steep filter (bigger difference between frequencies) helps Other changes: Loudness: Improved Punch filter: Now causes far less artifacts than before. But it is less effective for soft sounds. Loudness: Removed distortion caused by Punch. Bass Boost: Removed distortion. Quality and Latency are now part of presets, and STS files. Bug fix: Loading and saving Noise levels in VST version resulted in incorrect behavior. Bug fix: Displayed Multiband output levels were unreliable at low latencies, especially clipping. Bug fix: For high input sample rates, now removing very high frequencies that cause issues with Hard Limit. ASIO: Added ASIO Configure button, which allows setting ASIO parameters such as ASIO buffer granularity. ASIO: Changed buffer size configuration to match whole ASIO grains. Added and updated a number of presets. Noise gate: Fixed crackling sounds in first band. Added FM Hiss filter. Removes FM hiss from input signal, useful for re-transmitting FM signals. AGC: Added Based on volume before Pre Amp checkbox to make it easier to create presets with consistent behavior at different Pre Amp settings. AGC bug fix: Behavior was different at different input sample rates. AGC: Lock band 1 to band 2 if the bass is loud but not extremely loud it is not lowered. This avoids sound changes caused by the AGC, and results in a warmer, more natural sound. Multiband: Added Flat frequency response mode which works much better. Multiband: Added display of the median amplification, useful for configuring Multiband settings. Singleband: Added AGC style mode. Doesnt seem too useful though. Final Limiter: DIFF mode fixed. Final limiter is now automatically bypassed when Loudness is used (improves audio quality and reduces CPU usage). Loudness: Added filters to protect highs against loud bass sounds. The bass level can now be set much higher without causing distortion, even if Punch is used. Loudness: Added maximum mirror reflection to make the sound more natural (less metalic) and louder. Loudness: Fixed Improved loudness distortion protection artifacts. Loudness: Fixed Very deep bass distortion protection artifacts. Loudness: Removed Allow louder lows slider (no longer needed). Loudness: De-esser: Replaced Allow louder highs by an AGC. Loudness: Added a slider to increase the dynamics of the output (by allowing some more harmonic distortion). Loudness: Added a filter to protect certain sounds (female voices) against vibrating. Loudness: Fixed dynamic Loudness input level behavior of Punch Hard Limit: Added an extra slower Hard Limit phase volume comes up slower when the peaks are really loud. Added Lossy Compression (MP3AACOGG. ) output optimization filter for webradio stations. See this image for a display of the effect of different pre-emphasis values on 128 kbits MP3 files this image displays a frequency analysis (high frequency content means clipping), again 128 kbits MP3, Post Amp at 90. FM Output: Repaired the lowpass filter which sometimes caused artifacts. VST plugin notifies host of the delay. VST plugin: Bypass mode fixed. VST plugin: Removed separate window border, now loading inside host window. VST plugin now also works in mAirList. Improved handling of hiccups in the stand alone version when the CPU load gets very high. Presets: Made Generic and Web Radio presets sound much closer to the sound of modern CDs. Presets: Made FM presets sound much closer to that of popular hardware processors (more bass and highs, among others). Presets: Added new user presets, removed some obsolete ones. Command line version: Files larger than 2 GB can be processed now. Linux version added Both a standard command line version and one with a GUI. Cleaned up unused code: Reduced executable size by around 40, installer by 25. Reduced CPU load by 3-4. Reduced memory usage by over 4 MB (from over 24 MB to under 20 MB). Removed part of Core Duo support from the SSE2 version (no effect on performance, only increased file size). Removed SSE2 support from the SSE version (which was accidentally included in it). Fixed Windows Vista This program might not have installed correctly warning. VISIT SITE button was being redrawn continuously - fixed. SSE (Pentium 3) version: Replaced some generic code by SSE code (70 performance boost). Multiband: Very large differences between equalizer or soft limit settings in the lowest bands are handled correctly now. AGC: Improved handling of sudden spikes. AGC: Remove remaining peaks gives far less artifacts, sounds more stable. AGC: Introducted dynamic hold time to improve control of output level (much closer for tracks with very different dynamics contents). AGC: Fixed bug that could cause strange behavior durig absolute silence. AGC: Added possibility to work on 2 channels combined, instead of just operating on them separately. AGC: Added gating. AGC: Added 3rd band for improved highs control. Noise gate: Disabled 1st band because it caused artifacts. Completely redesigned the processing pipeline to reduce the maximum latency from over 1.5 seconds to at most 0.1 second, with a better sound quality. Made latency configurable in 4 steps: 512 (ca. 13 ms), 1024 (25 ms), 2048 (47 ms) or 4096 (93 ms, best quality) samples. Reduced CPU usage by more than 50. Replaced 3 quality modes (LO, MID, HI) by a continuous slider. Reduced memory usage by 17 MB. Replaced Pre Limiter by an RMS-based 1 or 2-band AGC, which controls the volume much better. Added a Bass Boost filter. Added Phase Rotation filter that greatly improves the sound quality of many difficult sounds (trumpets, female voices) when loud output levels are required. Added a filter that removes any pre-ringing (weird sounds before a sound burst) which was present in older Stereo Tool versions. Improved the Multiband clippers audio quality: Multiband clipping sound much cleaner now. Removed Trumpet sound filter from earlier versions that was intended to improve the quality of certain sounds, but also caused a lot of side effects (no longer needed due to the new phase rotation filter). Removed Multiband HQ mode (no longer needed). Made main window resizable and maximizable. Bug: No 2 Stereo Tool instances can be loaded in a VST engine based using the same Stereo Tool DLL file. A popup now displays this message and gives a workaround. Presets updated (now using Bass Boost and Phase Rotation where appropriate) or added. RDS without stereo no longer generates a 19 kHz pilot tone. In case of FM output, normal output is closer to the FM sound, and the FM sound is clipped better before FM Overdrive - using FM Overdrive now leads to a 3 louder output signal than before with better quality. Input and output volume meters blink in red to indicate clipping if the maximum volume is reached (input) or surpassed (output). Improved performance of waveform and MPX display. Improved dithering (final step in processing): If audio is not changed, dithering doesnt change the sound anymore. Bug fix: VST version now allows opening multiple instances of Stereo Tool (earlier versions crashed). Bug fix: Hangups when playing. WAV or lossless files in Winamp. Bug fix: RDS AF (Alternative Frequencies) was not turned off properly if no frequencies are specified. It might have worked, or no, depending on the receiver. Added warnings about sound quality when latency is reduced or FM pre-emphasis is enabled. Configure Audio and Display button blinks when audio is being removed due to the Clear buffer if no data arrives for setting. Waveform display indicates Bypass mode. Improved looks of tray icon. Bug fix: Bypass all in ASIO mode (stand alone) now works properly. RDS volume adjusted: It was slightly louder than the setting. Loudness: Added yet another filter (Very deep bass distortion protection) to reduce bass distortion and make the total sound cleaner. Loudness: Now bypassing Punch for frequencies below 45 Hz for cleaner output sound. Loudness: Improved handling of female voices and xylophone-on-top-of-low-strings sounds, leading also to an overall more natural sound. Re-organized Loudness window. Should be clearer now. Stereo Boost: Added a filter that removes excessive reverb that occurs in some songs. The result is much closer to the original sound, but still with strongly increased stereo. Bug fix: VST plugin version: Some version 4.00 parameters were not saved. Slightly improved some presets. Loudness: Added a filter to reduce bass distortion. Bass levels can now be set much higher without getting more distortion than before, or kept at the same level for better sound quality. Loudness: Added a deep bass boost filter that boost very low (up to about 70 Hz) bass sounds by about 1.5 dB (at 100 Hz the bass is about 0.8 dB softer though). Loudness: Added a limiter to the CleanPunch filter to remove distortion caused when setting it close to Punch. Moved CleanPunch default setting closer to Punch. Low Quality mode: Changed the processing that is used for low quality mode. Quality is much better than before, and the CPU load is reduced. Low Latency mode: Fixed some issues in the low latency processing. Latency is now approx. 100 ms lower than before, quality is much closer to that of normal latency processing. Noise gate: Noise reduction can now be set for each frequency band. Added a number of presets with more bass. Added Marinos Urban preset to Web Radio presets. Added new stereo widening filter: Stereo Boost. Updated most of the presets to use the new Stereo Boost filter. Reduced the minimum value for the gap detection time. Bug fix: No audio problem unless bypass is used solved. Bug fix: Too long delay in tray icon volume display solved. Improved Hard Compression: Dance presets. Bug fix: Under certain circumstances occasional hangups could occur. That should be solved now. Single core systems were not properly recognized and used code that was optimized for multicore systems. The CPU load on single core systems should be slightly lower now. Loudness filter: Improved the filter that detects high frequency distortion caused by very low frequencies. Low frequencies are now much louder, and distortion is greatly reduced. Loudness filter: Added a slider to choose between clean sound (with ringing artifacts) or punchy, as-close-as-possible to the original sound. Punchy sounds a lot better, but it may introduce some distortion (which is largely solved by the fix on the previous line). When opening a window that was already open, it jumps to the front now. Stereo Tool logo added to the window title bar, also displayed now when using ALT-TAB. Bug fix: Version 4.01 crashed on some Vista systems. Loudness filter: Improved bass sound, especially for high (3.0) Loudness values. Bug fix: VST plugins working again. Interface: When clicking on a panel which window is already open, it jumps to the front. Redesigned the interface. The main window is now smaller and less crowded. Each filter has its own window now, and many values are displayed in dB also. The output displays in the main window are now synchronized to each other, and can be synchronized to the audio player sound card output. Added a fix for the annoying part of the previous song gets played at the start of the next song problem in Winamp. Note that this fix is a workaround for what is essentially a problem of Winamp, and it may not be perfect. Reorganized the Presets pulldown menu, and added the 10 last used preset files to the list. Also the currently selected preset is visible in the Presets pulldown button now. Added more control over how the Loudness filter works. Its now possible to allow more highs or more lows to pass through (this may cause some distortion though). Pre Limiter is now using perceptive volume instead of peak level for much better initial volume control. Added a filter to remove remaining loud peaks after the Pre Limiter filter. The Pre Limiter works with a delay, the new filter is a lookahead filter that removes remaining peaks, which occur mostly at the start of a new track after some silence. Final limiter now has an option to use less CPU power (in that case it doesnt preserve the volume). Added a pre-final limiter filter for loud peaks (the normal Final Limiter is loudness preserving, but it doesnt handle very loud sounds well. This pre-final limiter filter removes those very loud sounds.) Loudness filter: The Loudness filter can now handle much louder peaks than before. This even makes it possible to use the Loudness filter as a limiter. Loudness filter: Loud S sounds now cause far less bass level reduction - so the sound is more stable. Loudness filter: Added a filter that detects and removes high frequency distortion caused by loud deep bass sounds. Loudness filter: Improved the filtering so it sounds smoother now. And with the same settings the sound is slightly louder than before with less artifacts. RDS: Added Now playing support for Winamp plugins without the need to use external files. RDS: Added date and time displays. Improved the HARD LIMIT filter, sound should more consistent (less pumping) now. Included the Singleband Compressor from versions 2.11 and below again. Its available from the Limiting Loudness window. Added some presets made by Vamprecords, SuperH and Bojcha. Added a Bypass all button on the main window. Added FM RDS TA button on the main window so traffic announcements can now be indicated without opening the FM configuration window. Performance: On multicore systems, the processing now uses multiple threads. Some slower AMD dualcore PCs couldnt handle FM output in High quality, now they can. Fixed a bug: The highpass filter seems to have been disabled when Multiband compression is turned on since version 3.50. Fixed a bug that could cause blocks of bad pixels in the user interface. Fixed a bug that caused presets to sound slightly different when they were selected while audio was playing. Fixed a bug: On startup, even if Multiband HQ was ticked Multiband didnt run in HQ mode. Greatly reduced the gaps that occur when switching between presets. Uncoupled screen redraws from processing. This allows Windows to select a different CPU for screen updates on multicore systems, and they might get disabled temporarily on single CPU systems when the load is high. Loudness filter: Louder and more stable bass sound. Soundcard support (stand alone version, Direct Soundcard Output on plugin versions): No more stuttering when the output buffer is empty, instead a short break is inserted such that the buffer is filled again when playback resumes. (No change for ASIO output). Loudness filter: Warmer, louder and more stable sound with deeper bass and cleaner highs. Added wave input and output displays. Added MPX spectrogram display for FM output. Fixed a bug that caused the Loudness filter in Normal quality mode to sound softer ( 0.3 dB for Loudness 4.0). FM transmitter bug fix: In version 3.52 the improved filtering caused RDS reception problems on some (mainly German) FM receivers. Fixed. Stereo widener is now almost as strong as in versions before 3.51, but with far less artifacts than before. Especially low quality MP3s should sound a lot better. FM transmitters: MPX filtering cleaned up further, noise level is now around 90 dB below the actual signal (used to be about 30 dB). Very minor change in pre-filtering steps that should slightly improve the handling of loud high frequencies. FM transmitters: Improved filtering for a cleaner MPX signal. Stereo widener causes less artifacts, but also has a bit less effect. Loudness filter: Recalibrated to achieve a much cleaner and louder sound. Distortion that was still present in version 3.40 is now nearly gone, and values up to 3.00 sound good. Values up to 4.00 are now allowed. Loud highs now have far less effect on the loudness of the other sounds - so it sounds much more stable. Added a filter to improve trumpet sounds. Improved quality and loudness of deep bass sounds. Improved FM pre-emphasis to match the official specification (in older versions the pre-emphasis wasnt strong enough, so this new version sounds brighter.) Volume slider now show both pre-emphasized and de-emphasized output levels. Changed Multiband compressor to get a warmer output sound with lower peak levels. Improved the HARD LIMIT filter to sound cleaner, cause far less pumping, and to achieve a louder output volume. Hard Limit filter is now also used if Direct Sound Card Output is used. Improved the composite limiter filter to cause far less pumping, and to achieve a louder and cleaner output volume. Updated presets, added FM Extreme preset. Improved Lowpass filter to filter closer to the selected lowpass frequency (important for AM presets). Also the filtering quality is now much better - the spectrum above the filtering frequency is now really empty. Bug fix: Fake stereo didnt work in version 3.40 - it does work again now. The CPU load is about 5-10 higher than that of version 3.40 - measured using the FM Loud preset. Loudness filter: Completely rewritten. Now reaches much louder sounds (up to 12 dB) with far less effects on the sound quality. Even notoriously difficult sounds such as xylophones are now handled without introducing distortion. Added FM transmitter calibration. If you are having problems with your FM signal (caused by low quality transmitter equipment, sound card, long cables etc.), you can now configure Stereo Tool to accomodate for that. (On my system, stereo separation is increased by 15 dB after calibrating) Composite limiter now operates at 705.6 or 768 kHz. This removes peaks that were introduced by the lowpass filter of the sound card. Hard limit now operates at 352.8 or 384 kHz. This removes peaks that were introduced by the lowpass filter of the sound card. Removed the Loudness option because it is no longer needed. Tweaked the presets to take advantage of the improved Loudness filter (more punch). The CPU load is roughly identical to that of version 3.30 in Low and Normal quality mode as long as the composite limiter oversampling is not used. And it will be a lot slower on PCs without SSE2 support. Composite limiter added. Gives about 7 (0.5 dB) extra loudness on FM transmitters, without affecting the FM Pilot and RDS signals. . Memory footprint reduced by about 12 MB (3.29 used 34 MB, 3.30 uses 22 MB)